在本部分我们将讨论一些直接变频收发机的设计考量。对于直接变频收发机来说，像超外差收发器中那样的频率规划是不需要的，因为其中频（IF）是已经定义好的0 Hz。这样可以帮助我们节省很多频率规划方面的时间。而且，直接变频没有镜像频率或IF/2问题。在以下讨论中，假定直流偏移问题已经通过交流耦合或者有合适转角频率的高通滤波器解决了。

（一）直流陷波对性能的影响

使用交流耦合或者高通滤波器将直流偏移消除事实上也将在直流附近的信号能量消除了。这意味着信号信噪比下降并且影响接收机灵敏度。事实上，波形、调制以及能量谱密度都决定了直流陷波对接收机性能的影响。如果信号的能量谱密度平均分布在其带宽之内，那么在其转角频率即带宽0.1%处的直流陷波对信号能量的损失不到0.01 dB。交流耦合或高通滤波器将在直流附近引入群延迟失真，并且这个群延迟也会降低接收机灵敏度。事实上，性能下降不只是由直流陷波导致，还包括一些群延迟失真等的其他原因。

如图6.16所示，对CDMA移动站接收机，由交流耦合或者高通滤波器导致的接收机灵敏度下降小于0.15 dB，其信息传输速率为9.6 kbps，高通滤波器转角频率为1.5 kHz。但是，对于CDMA移动站直接变频接收机来说，高通滤波器转角频率必须被降低到500Hz获得对高阶调制良好的衰减性能以及更少的损失检测性能，如16 QAM信号。虽然直流陷波导致了约为0.12 dB的灵敏度下降，但它至少有两个好处。第一，如果直流段不消除，那么即使直流偏移很小，还是会降低接收机的灵敏度。通过相关系统的模拟我们知道，在CDMA接收机中，4位模数转换器输出的0.5 LSB直流偏移将导致0.2 dB接收机灵敏度的衰减。消除直流偏移可以最小化这种性能减损。第二，消除直流频段时也可以抑制直流附近的闪烁噪声。抑制直流附近的闪烁噪声可以提高噪声系数和接收机灵敏度。

图6.16　直流/交流耦合CDMA接收机误帧率与Eb/Et

在GSM直接变频接收机中，当直流陷波的转角频率小于100 Hz时，其对接收机的性能影响是可以忽略的。高通滤波器的时间常数是非常大的，对于TDMA和GSM系统来说，采用这么窄的陷波频带是不合适的，因为它的瞬态会占据大部分的信号脉冲时间。通常解决这种问题的方法是，使用空闲时隙先于脉冲时隙给高通滤波器电容进行一次时间常数很小的预充电，再在充电后将高通滤波器的转角频率调回它的初始值。

移动站中的AMPS接收机只有约25 kHz的带宽。AMPS的仿真结果证明，当使用转角频率300 Hz或更低的交流耦合来替代射频模拟基带输出端口和模数转换器输入端口间的直流耦合时，信纳比（signal-to-noise+distortion，SINAD）的降低是微不足道的。表6.3给出了AMPS接收机SINAD与交流耦合电容的仿真结果。直流耦合相当于有一个容值无穷大的耦合电容。从表中可以看出，在AMPS接收机敏感度电平下，20 nF电容耦合和直流耦合的SINAD的差值是微不足道的，并且它等同于转角频率为300 Hz的直流陷波。在直流耦合中，SINAD随着直流偏移电流的增加而降低，但在交流耦合中直流偏移对SINAD没有影响。基于仿真，当移动站工作在瑞利信道并且高速移动如100 km/h，交流耦合AMPS接收机的SINAD约低于直流耦合接收器0.5 dB。

在使用交流耦合/高频设计的AMPS直接变频接收机中，LO频率必须与接收机载波频率进行偏移。偏移的频率差应该高于交流耦合高通滤波器转角频率但小于频率容差。

表6.3　AMPS接收机SINAD与交流耦合电容值

（二）二阶输入截点估计

为了避免二阶失真导致的问题，直接变频接收机通常需要一个非常高的二阶输入截点（second-order input intercept point，IIP2）。引起二阶失真的主要器件是直接变频接收机中的射频正交（I/Q）下变频器。如图6.10所示，由接收机前端的低噪声放大器和射频放大器产生的二阶失真的低频成分很容易分别阻塞射频带通滤波器和小交流耦合电容。在I/Q下变频器之后的所有电路都是基带低频电路，它们没有能力混合射频干扰和解调AM射频无线通信中的射频收发系统设计信号。只有正交下变频器在图6.10中或相似结构的直接变频接收机中产生的二阶失真需要认真考量。

假定期望信号由二阶失真成分导致的载噪比（CNR）的下降为ΔdB，下降的CNR可以表示为

式中，Ps是载波信号功率；PN是接收机频带内的噪声和干扰功率；ΔPN是接收机频带内的二阶失真成分。

考虑最初的CNR=101og（Ps/PN），由式（6.16）导出Δ可以表示为

整理式（6.17），可以得到相应的噪声或干扰的增加量PΔN：

表6.4给出了一些从CNR下降量Δ计算PΔN的例子。

表6.4　相对噪声/干扰电平变化与CNR下降

下面解释如何从允许的CNR下降Δ决定I/Q下变频器的IIP2。如图6.17所示，为了获得下变频器输入的噪声/干扰值，应该计算接收机除了前端模块外的灵敏度。假定接收器总的噪声系数为NFRx（dB），前端模块的NF和增益分别为NFFE和GFE，去除前端以外的噪声系数NFMxr+BB为

图6.17　简化直接变频接收机结构

使用NFFE和GFE这两个参数，可以通过以下公式计算下变频器输入端口的噪声

式中，BWRx是接收机带宽。

由下变频器产生的最大容许二阶失真成分IMD2_max可以通过NMxr_input以及允许CNR的下降值Δ计算：

基于IMD2_max和IMxr_input，可以计算出下变频器IIP2的最小要求：

式中，Ireceived表示接收机在天线端口的干扰电平。

事实上，式（6.17）～式（6.22）也可以用来计算接收机总体IIP2。这时，认为NFFE和GFE都为零。

下面看一个基于CDMA移动站的直接变频接收机计算例子，它能处理两个在接收机频带内并且频率间隔在接收机信道带宽内的-30 dBm的干扰。在此例中，BWRx=1.23×106 Hz。假定CDMA接收机NFRx=8 dB，NFFE=6.3 dB，GFE=8 dB，从式（6.19）可以得到

利用式（6.20）进一步计算出下变频器输入端口的噪声：

假定由两个接收机频带内-30 dBm干扰的二阶失真成分导致所允许的CNR衰减为3 dB，从式（6.21）和式（6.18）可以算出最大容许二阶失真成分为

从式（6.22）和式（6.23）计算出正交下变频器的要求IIP2为

因此需要一个正交下变频器来得到不小于53 dBm的IIP2。如果在天线端口测量，最小IIP2为45 dBm或稍大。

式（6.25）给出了决定下变频器IIP2的更一般公式：

式中，Iblock是在混频器输入端的模块干扰；ISLRF_LO是正交下变频器的射频和LO端口间的隔离度；ΔGMxr，0是正交下变频器中由干扰频率和它们在本地振荡端口的泄漏自混频的混频增益或损耗。Nphase，k和Nspu，k（k=1或2）是这两个干扰附近的LO相位噪声和杂散；ΔGMxr，k（k=1或2）是由干扰与LO相位噪声和杂散混频后的混频增益或损耗；ΔGMxr是下变频器标准混频增益，并且包括干扰的自混频、干扰与LO噪声和杂散的混频在内的所有混频成分应该转换到下变频器的输入端。

实际计算中不考虑这些混合增益差，因为它们通常很小并且对结果几乎没有影响。

从式（6.25）中我们可以估计出不会显著提高下变频器IIP2要求所需要的ISLRF_LO，这个增加的值等于ΔIIP2或更小。假定式（6.25）右边的噪声和杂散项小到可以忽略，要求的最小ISLRF_LO可以表示为

向式（6.26）中代入数据NMxr_input+ΔPN=-97 dBm以及Iblock=-22 dBm，并进一步假定允许的IIP2增长为ΔIIP2=0.5 dB和ΔGMxr-GMxr=0（最差的情况），我们可以从式（6.26）中得到ISLRF_LO：

在双频干扰之外，CDMA接收机中还应该考虑传输泄漏问题。CDMA传输是幅值调制的，并且在天线端口的电平Tx约为25 dBm。传输泄漏会通过双工器和其他路径混入接收机中。双工器对传输的抑制Rj_Dplx约为48 dB。进入接收机的传输泄漏ITx为

在接收机前端通常会有一个射频带通滤波器（图6.10）进一步抑制传输泄漏功率，RjBPF=20 dB或更多。I/Q下变频器输入端口的传输泄漏功率ITx@Mxr_input为

I/Q下变频器的二阶非线性会将AM传输泄漏ITx@Mxr_input转换为直流成分和低频干扰成分。这些二阶失真会恶化CDMA信号的CNR。当CDMA接收机工作时，传输泄漏一直都会存在。为了减少这些二阶失真对接收机性能的影响，所允许的CNR下降值为0.1 dB。从式（6.24）和表6.4中我们可以计算允许的下变频器输入二阶失真电平，IMD2_allowed：

基于IMD2_allowed和ITx@Mxr_input，可以算出I/Q两个下变频器的最小要求IIP2：

由于传输泄漏I/Q所要求的IIP2比外界干扰所要求的低10 dB。

事实上，AM传输泄漏的二阶失真成分也并非都在期望信号频带内。二阶失真的有效干扰部分对总IMD2_Tx（包含直流和低频部分）的功率比依赖于AM传输幅值概率分布函数（probability density function，PDF）。典型的CDMA移动站传输波（IS-98C音频数据）的幅值概率分布函数在图6.18中给出。利用概率分布函数数据，我们可以得到

以及通过计算归一化IMD2_Tx：

因此，CDMA移动站传输的功率比PRIMD2_LF/IMD2_Tx为】

图6.18　CDMA移动站传输波形概率分布函数

因此，二阶低频成分占据了IMD2_Tx总功率的24%。

如附录3B中给出的，只有部分二阶失真低频成分频谱在期望信号基带内。二阶失真的有效干扰部分IMD2_effect约为IMD2_LF功率的一半。有效干扰部分对IMD2_Tx的功率比即PRIMD2_LF/IMD2_Tx为

这意味着IMD2_max_allowed可以再提高10.52 dB，或者

应对传输泄漏的AM的I/Q下变频器最小IIP2要求可以将IMD2_allowed代入式（6.29）得到

但是，事实上I/Q下变频器最小IIP2要求是由双频干扰要求而不是传输泄漏决定的。先前计算出的IIP2_Mxr=53 dBm比利用传输泄漏推导出的高得多。

（三）传输泄漏自混频和隔离度要求

传输泄漏自混频是CNR下降的另一个来源。传输泄漏通过双工器、低噪声放大器和射频带通滤波器进入下变频器的射频输入（图6.13中的路径1），以及从功率放大器的输出端到下变频器的LO输入［图6.13中的路径2，在I/Q下变频器中混频并产生直流偏移和低频干扰（与下变化器二阶失真产生的成分相似）］。自混频干扰结果ISM（dB）可以通过以下式子估计：

式中，ITx_patch1和ITx_patch2（dBm）分别是通过路径1和2到达下变频器的传输泄漏；GMxr（CIB）是下变频器增益；AGMxr（dB）是传输泄漏自混频的转换增益。

功率放大器输出端和I/Q下变频器LO输入端的隔离度ISLPA_out/LO_in定义为

式中，TXPA_out是在功率放大器输出端的传输功率；ITx_patch2是在I/Q下变频器的LO输入端的传输泄漏电平。

如果分配了容许值的ITx_patch2，那么ISLPA_out/LO_in是从功率放大器输出端泄漏通过电路板和/或公用偏置电路到达下变频器LO的最小隔离度要求。

仍旧以计算和分析CDMA直接变频接收机作为例子。假定允许的ISM等于IMD2_max_allowed=-102.78 dBm，通过路径1到达I/Q下变频器射频端口的传输泄漏ITx_patch1=-35 dBm，可以通过式（6.30）得到允许的路径2传输泄漏电平：

进一步假定功率放大器输出端的传输功率：TXPA_out=28 dBm，下变频器功率放大器输出和LO输入的最小隔离度ISLPA_out/LO_in应为

事实上，即使假定也很难实现功放输出端口和下变频器的LO转入端口间95.8 dB的隔离度。

一个可行的解决方法是使用工作在多个接收机载波频率的UHF合成器，并使用分频器获得正确的LO频率。另一个方法是将频率合成器运行在接收机载波频率的次谐波上，再使用乘法器获得正确的LO频率。在这些实例中，来自功率放大器的传输泄漏也在到达下变频器LO输入端之前被分频或做乘法。这意味着当传输泄漏出现在LO输入端时，其频率已经被移动了。这种情况下与将式（6.30）中的转换增益改变量降低是等效的，即-60 dB或者更低并且假定GMxr=15 dB。因此隔离度要求降低为

这种程度的隔离度通过电路板设计或公用偏置电路解耦是比较容易实现的。

另一种传输泄漏自混频——基于变频器的射频和LO端口的隔离度ISLRF_LO是有限的，通过路径1到达射频端口ITx_patch1和部分泄漏到LO端口ITx_patch1的混频。基于允许的最大自混频电平ISM_Max，可以计算出变频器射频和LO端口的最小隔离度为

仍使用CDMA的例子，则有ITx_patch1=-35 dBm，ISM_Max=IMD2_allowed=-102.78 dBm。在最坏的情况下，ΔGMxr=0 dB。从式（6.32）可以得到最小要求隔离度为

为了最小化对正交变频器等效IIP2的影响［可以通过式（6.26）计算］，要求的最小隔离度ISLRF_LO应该达到87.6 dB。这个隔离度的要求比基于传输泄漏自混频计算的值高得多。

（四）接收机射频链路反向隔离度

直接变频接收机的LO频率与接收期望信号载波频率是相同的。所以穿过I/Q变频器、射频带通滤波器、低噪声放大器和双工器到达天线的LO泄漏成了接收机带内散射。工作在不同无线通信系统中移动站接收机所允许的最大LO散射电平在表6.5中给出。

表6.5　不同系统中接收机的接收频带允许最大散射

为了控制LO散射电平，需要I/Q下变频器在射频和LO端口有很高的隔离度，以及低噪声放大器拥有很高的反向隔离度。将从下变频器LO输入通过低噪声放大器到天线端口的隔离度称为反向隔离度。UHF低噪声放大器反向隔离度为20～25 dB。双工器和射频带通滤波器的总插入损耗Lfilters约为5 dB。基于表6.5，估计LO和射频端口的隔离度根据不同系统应为55～60 dB。以CDMA为例，允许最大散射是-76 dBm，考虑4 dB的余量，在计算中使用-80 dBm。假定LO电平高达0 dBm以及低噪声放大器反向隔离度ISLLNA为20 dB，可以估计射频和LO端口的最小隔离度ISLLO_RF应为(www.daowen.com)

如果在低增益模式中忽略低噪声放大器，那么低噪声放大器仅有几个dB或没有反向隔离度，此时ISLLO_RF必须大于75 dB。

总的来说，ISLLO_RF等于ISLRF_LO。因此射频和LO的隔离度值应该设计为达到计算泄漏散射电平、传输泄漏自混频和允许的IIP2增加中的最高值。在例子中ISLRF_LO=87.6 dB。

当直接变频接收机设计在硅基集成电路上时，基板隔离度决定LO散射而非传导散射。此处，电路结构会显著地影响天线端口的LO散射电平。如果使用差分低噪声放大器取代单端低噪声放大器，在低噪声放大器输入端口穿过基板的LO泄漏电平会降低大于20 dB（在两种情况下使用的都是差分I/Q下变频器）。

（五）直接变频接收机的自动增益控制系统

直接变频接收机和超外差接收机的自动增益控制系统主要两个方面的不同。第一，直接变频接收机为了减少I/Q失配，在两个信道的基带模块都使用了步进式增益控制；而在超外差接收机中，增益控制基本是连续的并且大部分在中频模块起作用。第二，直接变频接收机中的信道滤波主要依赖I/Q信道中基带低通滤波器，没有无源滤波器。基带低通滤波器在接收机频带内的抑制有限（约65 dB），所以剩余的干扰在模数转换器输入端口仍然可以等于甚至大于期望信号。因为模数转换器的输出还包含了干扰的功率，所以不能直接用于接收机信号强度指示器（receiver signal strength indicator，RSSI）估计信道带宽信号功率。但是，在超外差接收机中，高选择性的中频声表面波滤波器通常用作第一个信道滤波器，而随后的I/Q信道中的基带低通滤波器进一步进行信道滤波。在这种情况下，总的对接收机带内抗干扰将高于85 dB，所以在模数转换器输入端口剩余的干扰是可以忽略的。

直接变频接收机自动增益控制系统可能含有两个AGC环路。图6.19给出了简化的CDMA直接变频接收机自动增益控制系统模块示意图。在超外差接收机中也类似使用的自动增益控制环路称为模拟AGC环路，它基于全部的接收功率工作（其中可能还包括剩余的干扰功率）。模拟AGC环路中的VGA_i（i=0，1，2）增益和低噪声放大器增益需要相继根据接收信号和剩余干扰功率进行调整，以维持模数转换器的输入电平为常数。第二个环路称为数字AGC环路，完全在数字域之中，其功能只是检测和追踪带内功率。数字可变增益放大器增益随着来自接收到的带内信号进一步滤波而调整，使数字可变增益放大器的输出保持常数。容易证明接收到的带内功率与两个控制电压Vca和Vcd的乘积成反比。在自然尺度下总模拟增益ga是唯一由控制电压Vca决定的，而自然尺度下的数字增益gd是与控制电压Vcd成正比的。由于AGC环路的作用，模拟VGA_2和数字可变增益放大器的输出应当是常数。因此有以下等式：

式中，Pd和PI是带内信号功率和剩余干扰功率（单位为mW）。

从式（6.35）可以得到

因此，RSSI（接收信号强度）可以从式（6.36）中Vca×Vcd得到。应该注意到模拟可变增益放大器的输出和模数转换器的输入并不是真的常数，它在±（ΔGstep/2）的范围内波动，其中ΔGstep是增益变化步长。

这种自动增益控制的优点是当没有干扰伴随期望信号时，模数转换器动态范围可以有效使用，因此这里的模数转换器可以在使用时不需要修改。显然这种自动增益控制系统比在超外差系统中使用更为复杂。

图6.19　简化直接变频CDMA接收机自动增益控制系统

（六）直接变频发射机

图6.10中发射机结构是典型的直接变频发射机结构。因为超外差发射机需要中频声表面波滤波器清除杂散，所以通常直接变频发射机并不能像接收机那样节省成本。如果在设计中使用了LO发生器，直接变频发射机也需要一个简单的频率规划来避免杂散落入GPS或蓝牙频带，以及其他和无线移动收发机共同使用的器件。

在全双工直接变频收发机中，有可能将发射机UHF VCO与发射机别的电路集成在一块芯片上。因为发射机VCO的要求比接收机的要低，发射机中的接收机和发射机VCO是分开使用的。为了避免负载变化引起的LO偏移问题，VCO运行频率应该和发射机工作频率不同。VCO应该工作在发射机载波频率的两倍，LO频率通过一个二分频器得到。这种方法存在潜在的VCO反调制问题，即调制发射机信号由于功率放大器的非线性产生的二阶谐振，工作在传输频率的两倍对VCO进行反馈并调制VCO。如果反向调制很严重，会降低调制精度或传输信号的波形质量。解决LO频率产生问题的方法是使用所谓的LO发生器，它拥有偏离LO频率的VCO。

图6.20给出了一种包括合成器在内的LO发生器结构。在下式中给出了LO频率fLO和VCO频率fVCO的关系为

式中，m是分频器所使用的分频整数。

图6.20　LO发生器结构

当使用整数N合成器，整数m必须从满足以下的公式的m值中选取：

式中，fr是参考时钟频率；R是参考时钟分频器的分频数；k是整数；ΔfCH_Space是信道间隔频率，对于手机和PCS频带移动系统来说分别是30 kHz和50 kHz。

通常在移动站发射机设计中使用m=4，6，8；k=1，2，4。

大部分发射机的增益控制是在射频模块中实现的。类似在超外差发射机中，增益基本是连续控制的。如果使用步进式增益调整，那么控制I/Q信道中的基带增益也是可能的。

为了减少电流消耗，发射链路中每一级的偏置通常是通过自动增益控制来动态控制的。数字基带的数模转换器传送的基带I/Q信号的电平可以通过控制数模转换器参考电压和参考电流线性调整，因此扩展了发射机的自动增益控制范围。另外，基于传输能量的基带信号电平调整可以进一步减少发射机总电流消耗。

为了抑制单片上直接变频发射机的LO泄漏散射，可能需要在低通滤波器、I/Q调制器直到功率放大器输出的每一级使用差分电路。通常发射机集成电路不包括功率放大器。