3.1.4 LED驱动电路解决方案
设计LED驱动器面临的挑战是构造一个控制良好的、可编程的、稳定的电流源，而且还要有较高的效率。LED是经过特殊处理的PN结半导体器件，正向偏置时可发出光。作为PN结它们表现出类似于传统二极管的V-I特性，但具有较高的结压降。在正向电压未达到VF时，流过LED的电流很小；一旦正向电压达到VF，电流将迅速上升（与传统二极管相同）。因此，必须采用限流措施限制电流的上升，以防LED损坏。目前有三种基本的限流方式，三种基本限流方式的比较见表3-3。
表3-3 三种基本限流方式的比较
图3-17 电阻限流驱动电路
1.电阻限流电路
采用电阻限流驱动LED电路的优点是成本较低、设计简单；缺点是电流会随着正向电压和驱动电压的不同而改变，所以LED发出的亮度会改变。当电压比较高时，驱动的效率很差，因为此时大部分的功率会消耗在电阻上。此外，限流电阻会产生很大的热量，从而导致散热问题。所以这是一个简单、但并不是一个最高效的方法。图3-17所示的电阻限流驱动电路是最简单的LED驱动电路，限流电阻可按式（3-13）计算。
式中，Vin为电路的输入电压：VF为LED的正向压降；IF为LED的正向电流；VD为防反二极管的压降（可选）；y为每串LED的数目；x为并联LED的串数。由式（3-13）可得LED的线性化数学模型为
VF=Vo+RsIF （3-14）
式中，Vo为单个LED的开通压降；RS为单个LED的线性化等效串联电阻。
则式（3-13）限流电阻的计算可写为
当电阻选定后，电阻限流电路的IF与VF的关系为
由式（3-16）可知，在输入电压波动时，通过LED的电流也会跟随着变化，因此调节性能差。另外，由于电阻R的接入，损失的功率为xRIF2，因此电路的效率低。电阻限制LED的电流的方法并不适合采用额定电压为12V或24V的蓄电池系统，因为蓄电池的实际电压是从6～18V或12～36V。因此，如果需要保持亮度，就必须进行恒流控制。
2.线性变换器
驱动LED的最佳方案是使用恒流源。实现恒流源的简单电路是：用一个MOSFET与LED串联，对LED的电流进行检测并将其与基准电压相比较，比较信号反馈到运算放大器，进而控制MOSFET的栅极。这种电路如同一个理想的电流源，可以在正向电压、电源电压变化时保持固定的电流。目前，一些线性驱动芯片在芯片内部集成了MOSFET和高精度电压基准，能够在不同照明装置之间保持一致的亮度。
线性控制指通过线性变换器保持通过LED的电流为常数，线性控制在某些情况下效率很低，例如，正向电压为3.5V/1A（3W）的LED，需要变换器在保持1A电流的同时将额定12V电源降至8.5V，这样使用3W的LED将浪费8.5W的功率。线性电流控制是产生噪声最少的技术，从EMC角度看，线性电流控制最安全。
线性驱动器相对于开关模式驱动器的优点是电路结构简单，易于实现。因为没有高频开关，所以也不需要考虑EMI问题。线性驱动器的外围组件少，可有效降低系统的整体成本，线性驱动器的功耗等于LED电流乘以内部（或外部）无源器件的压降。当LED电流或输入电源电压增大时，功耗也会增大，从而限制了线性驱动器的应用。
线性变换器的核心是利用工作于线性区的功率晶体管或MOSFET作为一动态可调电阻来控制负载。线性变换器有并联型和串联型两种。图3-18a所示为并联型线性变换器，又称为分流变换器（图中仅画出了一个LED，实际上负载可以是多个LED串联），它与LED并联，当输入电压增大或者LED减少时，通过分流变换器的电流将会增大，这将会增大限流电阻上的压降，以使通过LED的电流保持恒定。
由于分流变换器需要串联一个电阻，所以效率不高，并且在输入电压变化范围比较宽的情况下很难做到恒定的调节。图3-18b所示为串联型变换器，当输入电压增大时，调节动态电阻增大，以保持LED上的电压（电流）恒定。
图3-18 线性变换器电路
由于功率晶体管或MOSFET都有一个饱和导通电压，因此输入的最小电压必须大于该饱和电压与负载电压之和，电路才能正确地工作。
使用串联电阻器（线性法）调节电流是最简单方式，如图3-19a所示。其优点在于成本低、实施简单，而且不会由于开关而产生噪声。这种拓扑的主要缺点是：电阻器上的功率损耗导致系统效率降低；不能控制LED的发光亮度。而且，这种方案需要用稳压源来得到恒定的电流。例如，VDD是5V，而LED的VF是3.0V，那么如果需要产生350mA的恒定电流，将需要R=V/I，此时R=(5−3.0)V/350mA=5.7Ω，电阻R将消耗的功率为RI2，即0.7W（几乎相当于LED的功率），因此总体效率就不可避免地低于50%。
实际上LED的正向电压VF会随着温度的变化而变化，使得电流也发生变化。采用较高的VDD可以将由VF引起的总体电流变动降至最低，但是会在电阻器上产生巨大的损耗，从而进一步降低效率。
LED需要以其标称电流来驱动，可以用可编程的占空比来控制白光LED的电流，从而实现对LED发光亮度的控制。可控制LED亮度的电路如图3-19b所示。
图3-19 LED驱动器拓扑
采用线性电流源加上一个晶体管和一个运算放大器，可以把电流非常精确地设置为350mA，但仍存在电路总体效率低和电阻R的功率损耗问题。采用低端开关（开关模式法）电路如图3-19c所示，通过电感器L上的电流在开关导通时上升，在开关断开时下降，可以调节流经LED的电流。同任何感性负载一样，当开关断开时，需要为电流提供一条通路，这可以通过图3-19d中的续流二极管来实现。图3-19d中用N通道MOSFET来代替开关，并且加上电阻R用以检测流经白光LED的电流。
当电流降至低电流阈值（如300mA）时，开关将导通，而当电流升至高亮度阈值（如400mA）时，开关将断开。导通MOSFET只需在其栅极上加5V电压，这可以由微控制器的一个输出口直接提供。而且，这种拓扑不再需要恒定的VDD电压，即使输入电压在波动，也能稳定的调节LED电流。
电流检测电阻R必须位于电路的“高端”部分。如果把它连到MOSFET的源极，就只能测得开关导通时LED上的电流，不能用来调节另一个阈值。这种拓扑类似于升压变换器的前端，具有使用N通道、低成本MOSFET的优势，但需要在电阻R两端进行电压差分测量，以获取流经LED的电流。电路中的开关实际上提供了两种功能：首先是在电感器上产生可调节的电流；其次是它允许调节LED的发光亮度。
采用高端开关电路与低端开关电路的差别仅是负载和晶体管交换位置，在图3-19e所示的电路中，开关位于“高端”，并将MOSFET从N通道更换为P通道。因N通道FET要求VGS>5V，在图3-19e所示的电路中，N通道的源极电压会不断变化，而且经常在3V以上，所以在栅极上至少需要8V的电压。这就需要一个类似充电泵的栅驱动电路，使得整个电路更加复杂。如果采用一个P通道MOSFET，而且又可以直接从微控制器的输出端为它提供−5V的VGS，那么电路就简单多了，这种拓扑类似于降压变换器的前端。该电路的主要优点是能直接在电阻R的两端进行电流检测，因此不再需要差分检测方法。
3.开关变换器
线性驱动技术不但受输入电压范围的限制，而且效率低。在用于低功率的普通LED驱动时，由于电流只有几个毫安，因此损耗不明显，当用作电流有几百毫安甚至更高的LED驱动时，功率电路的损耗就成了比较严重的问题。开关电源是目前能量变换中效率最高的，可以达到90%以上。
高频开关电源具有高频变压器，直流电压是从变压器二次绕组的高频脉冲电压整流滤波而来。变压器一二次侧绕组是隔离的，而输入电压是汽车电源总线。其优点是功耗小、效率高、体积小、重量轻、稳压范围宽，缺点是控制电路比较复杂，对元器件要求高。
采用高频开关电源驱动大功率LED是基于恒电流控制的方法，具有自动限流作用，比采用电阻的恒压限流驱动的方法更易于实现限流和过电流保护；同时没有额外的限流电阻，减小了电路损耗，提高了能量转换效率。该电路驱动方法符合LED的非线性V-I曲线特性，避免了电压轻微波动而造成的电流变动，从根本上解决了LED亮度不稳定的问题，保证了LED的发光亮度恒定。
对于LED的并联使用，该类电路仍无法保证并联分支LED的发光亮度的一致性。但可以使用多个恒电流电源，分别驱动不同的并联分支LED，同时保证并联分支LED属性的一致性，从而可以解决LED发光亮度一致性的问题。相比较之下，恒电流输出模式比恒电压模式更适合驱动LED，该类电路无论在能量转换效率、发光亮度稳定性方面都更胜一筹。
最常见的驱动LED的解决方案是利用一个传统升压DC/DC变换器，再配置一个从FB端至GND的电阻器RFB以调节白光LED的电流。以此方式，升压变换器的输出会连接至LED正极，而LED电流则由阴极经RFB电阻器流至接地端。其输出电压会一直上升到RFB电阻器的设定值，即直到RFB电阻器两端的电压降到FB端给定电压。虽然此方式提供精确的电流调节，但也有很多缺点，最严重的是效率不佳。
对于升压变换器，输入电流将保证大于或等于输出电流，因为LED正向电压通常低于电源电压，即使在最佳情况下，相对于一个降压或全桥式电路而言，升压式电路的效率是不佳的。此外，由于升压变换器无法控制输出电压低于输入电压Vin，一个相对高的FB端电压成为必须，以确保变换器永远为升压，以高Vin及低VLED状态调节LED电流。高VFB的驱动电路将降低电路的工作效率，因为ILEDVFB代表额外的功率损失。
如果驱动两个或多个并联的LED，若不能实现精确的电流匹配，两只LED之间的发光效率和效果将产生较大的差异。解决的方法是将LED串联连接，而此需要升压变换器的输出电压满足两只LED正向电压的要求，如果两只LED必须并联连接，应设计有每只LED独立的电流控制功能，此电流控制电路应尽可能地将跨在电流检测电阻上的电压降控制到最小。
采用开关电源（SMPS）驱动器旨在通过一个电感器将能量从电源传给负载，通常是用一个PWM控制信号对MOSFET进行导通/关断来实现。通过改变PWM的占空比和电感器的充放电时间，可以对输入电压与输出的比率进行调节。反馈电路可对输出电压进行监控，并对充电和放电占空比进行适当的调节，以保持恒定的输出电压。为了满足LED的电流控制要求，因为反馈源是唯一需要进行改变的内容，所以可以对LED的电流进行微小的更改，而不是更改输出电压。开关电源的调节方式有：PFM、PWM、chargepump、FPWM、PFM/PWM以及pulse-skipPWM、DigitalPWM。其中，常见的有PFM、PWM、电荷泵以及PFM/PWM混合方式。
1）PFM是通过调节脉冲频率（即开关管的工作频率）的方法实现稳压输出的技术。它的脉冲宽度固定而内部振荡频率是变化的，所以滤波较PWM困难。PFM受限于输出功率，只能提供较小的电流。因而在输出功率要求低，静态功耗较低的场合可采用PFM方式控制。
2）PWM的原理就是在输入电压、内部参数及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节集成电路内部开关器件的导通脉冲宽度，使得输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM的开关频率一般为恒定值，所以比较容易滤波。但是PWM由于误差放大器的影响，回路增益及响应速度受到限制，尤其是回路增益低，很难用于LED恒流驱动。尽管目前很多产品都应用这种方案，但普遍存在恒流问题，在要求输出功率较大而输出噪声较低的场合可采用PWM方式控制。
3）电荷泵解决方案是利用分立电容将电源从输入端送至输出端，整个过程不需要使用任何电感。电荷泵的主要缺点是只能提供有限的电压输出范围（输出一般不会超过2倍输入电压），原因是当多级电荷泵级联时，其效率下降很明显。用电荷泵驱动一只以上的白光LED时，必须采用并联驱动的方式，因而只适用于输入输出电压相差不大的应用。
4）采用DigitalPWM（数字脉宽调制）通过对独立数字控制环路和相位的数字化管理，实现对DC/DC负载点电源转换进行监测、控制与管理，以提供稳定的电源，减少传统供电模组的电压波动造成系统的不稳定，而且DigitalPWM并不需要采用传统的较高容量的电解电容用作储能及滤波。DigitalPWM数字控制技术能够使MOSFET运行在更高的频率下，有效地缓解了电容所受到的压力。DigitalPWM适用于大电流密度，其响应速度很快，但回路增益仍受到限制，目前成本相对较高。因此，其在LED恒流驱动上的应用仍需进一步研究。
5）FPWM（强制的脉宽调制）技术是一种以恒流输出为基础的控制方式，它的工作原理是无论输出负载如何变化，总是以一种固定频率工作，高侧MOSFET在一个时钟周期打开，使电流流过电感，电感电流上升产生通过感抗的电压降，这个压降通过电流检测放大器放大，来自电流检测放大器的电压被加到PWM比较器输入端，和误差放大器的控制端作比较，一旦电流检测信号达到这个控制电压，PWM比较器就会重新启动关闭高侧MOSFET开关的逻辑驱动电路，低侧的MOSFET会在延迟一段时间后打开。在轻负载下工作时，为了维持固定频率，电感电流必须按照反方向流过低侧的MOSFET。
（1）Buek、Boost和Buck-Boost变换器
Buek、Boost和Buck-Boost等变换器都可以用于LED的驱动，只是为了满足LED的恒流驱动，采用检测输出电流而不是检测输出电压进行反馈控制。
图3-20a为采用Buck变换器的LED驱动电路，与传统的Buek变换器不同，开关管移到电感L的后面，使得开关管源极接地，而续流二极管VD与该串联电路反并联，该驱动电路不但简单而且不需要输出滤波电容，降低了成本。但是，Buck变换器是降压变换器，不适用于输入电压低或者多个LED串联的场合。
图3-20b为采用Boost变换器的LED驱动电路，通过电感储能将输出电压泵至比输入电压更高的期望值，实现在低输入电压下对LED的驱动。在基于Boost的LED驱动电路设计中，主要技术挑战是要给阵列中的每个LED提供一个可控正向电流IF。当需要把输入DC电压提升到一个高DC输出电压的时候，Boost变换器是最简单的选择，因为它允许在给定电压下串联更多的LED。
不管是否要控制输出电压或输出电流，Boost变换器都要比Buck变换器更难设计。持续导通状态（CCM）的Boost变换器中的平均感应电流等于负载电流（LED电流）乘以1/(1−D)，D是占空比。Boost变换器需要在设计中考虑到输入电压的限制来保证电感的正确设计，特别是额定峰值电流。
图3-20 开关调节器电路
基于Boost变换器的LED驱动器的输出电压影响了占空比，因此也影响了主电感器的电感值和额定电流。为了避免电感饱和，最大平均值和电流峰值必须由Vin-min和Vo-max同时求出。不同于带有输出电感的Bulk变换器，Boost变换器有一个非持续输出电流。因此，输出电容需要输出电压要持续（输出电流也如此）。变换器中的输出电容被设计成兼有滤波器并且在负载瞬变时可以保持输出电压。在电流调节中，它只是起到了类似AC电流滤波器的作用。电容容量要尽量小，并且要与所期望的LED波动电流保持一致。输出电容越小（同时也可以尽量降低成本和大小），变换器对输出电流的回应就越快，这样LED的调光反应就越好。
Boost变换器的另外一个严峻挑战是控制环，Buck变换器允许电压模式的PWM控制、峰值电流模式的PWM控制及滞后控制。要设计一个控制输出电流的基于Boost变换器的LED驱动器，控制环必须要把LED看作是负载来分析，这与Boost电压变换器的典型负载非常不同。
在峰值电流模式控制中，负载阻抗对DC增益和控制到输出转换函数的低频极点有很大影响。对电压变换器来说，负载阻抗由输出电压与输出电流的比值来决定。LED是个拥有动态电阻的二极管。这个动态电阻只能通过VF、IF做出曲线，然后用切线来找到希望的正向电流的斜率来决定。带有Vo计算的Bulk和BoostLED驱动电路如图3-21所示，电流变换器使用负载本身作为反馈分频器来闭环。这就使DC增益降低了[RSNS/(RSNS+rD)]倍。
图3-21 带有Vo计算的Bulk的BoostLED驱动电路
设计LED驱动电路时趋向于用一个简单的积分器牺牲稳定带宽来补偿基于Boost变换器的LED驱动器。事实上是大多数或者说许多LED驱动应用需要调光。无论调光是通过IF的线性调节（模拟调光）来完成，还是通过高频打开或切断输出（数字或PWM调光）来实现，系统都需要变换器实现高带宽和快速瞬变回应。
采用高端Buck-Boost和低端Buck-Boost拓扑如图3-22所示。与Buek电路相似，该电路开关管的源极可以直接接地。Boost和Buck-Boost变换器虽然比Buck变换器多一个电容，但是它们都可以提升输出电压的绝对值。因此，在输入电压低，并且需要驱动多个LED时应用较多。
图3-22 高端Buck-Boost和低端Buck-Boost拓扑
通常基于Buck变换器是最好的LED驱动解决方案，其次是Boost。但是在这个应用中，它们没有优劣之分。如果一定要用Buck-Boost变换器，最难的决定就是采用哪种拓扑。
任何拓扑的Buck-Boost变换器和Buck变换器或Boost变换器的最基本的区别是Buck-Boost从来没有把输入供电直接连接到输出。在一部分转换环节中，Buck和Boost变换器把Vin连接到Vo（通过电感和开关/二极管），这个直连使它们有高的效率。
所有的Buck-Boost都把所有要传送给负载的能量储存在磁场（电感或变压器）或电场（电容）中，这样就导致了电源转换中的高峰值电流或者更高的电压。Buck-Boost变换器要比同样输出功率的Buck或Boost变换器的效率低。
单电感Buck-Boost变换器拓扑的一个缺点是Vo被反置，如图3-22a所示，或者以Vin为参照，如图3-22b所示。它有一个不连续的输出电流，并且需要一个输出电容来维持一个持续的LED电流。功率MOSFET要承受一个峰值为Iin加上IF的电流及一个峰值为Vin加上Vo的电压。
（2）SEPIC变换器
SEPIC变换器拥有连续输入电流的优点，这个连续输入电流是由输入电感和正输出电压产生的。像Boost和单电感Buck-Boost，它们需要一个输出电容来维持一个平滑的LED电流。另外一个SEPIC变换器的优点是几乎任何一个低端变换器或者控制器都可以被设置成为一个无需反偏或测平移动电路的SEPIC。基于SEPIC变换器的LED驱动电路如图3-23所示。
（3）Cuk变换器
很少被用作电压调节的Cuk变换器作为LED驱动器，其输入和输出电流都是连续的。输出电压的极性就像高端Buck-Boost一样被反置，但是输出电容像Buck变换器一样被消除。除Buck-Boost和Boost以外，Cuk是拥有这种能力的唯一的实用型非隔离变换器。基于Cuk变换器的LED驱动电路如图3-24所示。
图3-23 基于SEPIC变换器的LED驱动电路
图3-24 基于Cuk变换器的LED驱动电路
由于Boost和Buck-Boost变换器的高度复杂性、低效（特别是Buck-Boost），致使它们都不是设计LED驱动电路的首选。但是它们都是LED在照明领域应用中必不可少的。如在汽车LED前照灯和汽车小型LED灯具的驱动电路设计中，Boost和Buck-Boost变换器可能是最佳的选择。
4.LED调光方式(https://www.daowen.com)
为配合使用者的习惯与使用环境亮度，调整LED亮度成为重要的应用。LED的亮度与LED电流成正比，当欲获得较强的亮度时则必须提供较大的LED电流，反之亦然。对采用开关模式驱动的LED进行调光有两种常用的方法：脉宽调制调光和模拟调光。两种方法都对经过LED或LED串的时间平均电流进行控制，但在衡量两种调光电路的优缺点时，两者之间的差异也很明显。
（1）模拟调光
LED的模拟调光是对LED电流的每个周期进行调整。更简单地说，它是不断调整LED的电流水平。模拟调光可以通过调整电流检测电阻RSNS，或用模拟电压驱动IC的某个调光功能引脚来完成。LED模拟调光电路如图3-25所示。
1）通过调整RSNS进行模拟调光。从图3-25可以明显看出使用固定CS参考电压时，RSNS值的变化将对应LED电流的变化。如果可以找到能够处理高LED电流，同时还可以提供sub-1欧姆值的电位器，这将是LED调光的一个可行的方法。
图3-25 LED模拟调光电路
2）通过用直流电压驱动CS引脚实现模拟调光。更复杂的技术是通过用电压驱动CS引脚直接控制LED每个周期的电流。通常将电压源插入采样LED电流的反馈回路，并通过放大器进行缓冲。LED电流可以通过放大器的增益进行控制。使用该反馈电路可以实现电流和热量返送之类的功能，以便进一步保护LED。
模拟调光的缺点在于LED发出光线的色温会随着LED电流的某个函数发生变化。当LED的颜色至关重要，或特定LED的色温在LED电流变化时发生很大改变的情况下，通过改变LED电流，从而对LED的输出进行调光将被禁止。
模拟调光的最大优势是它避免了调光时所产生的噪声。在采用模拟调光的技术时，LED的正向导通压降会随着LED电流的减小而降低，使得LED的能耗有所降低。但是区别于PWM调光技术，在模拟调光时LED驱动器始终处于工作模式，并且驱动器的电能转换效率随着输出电流的减小而急速下降。所以，采用模拟调光技术往往会增大整个系统的能耗。
模拟调光方案的调节范围局限在某个最大值至该最大值的约10%之间（10:1调光范围）。模拟调光技术还有个缺点是发光质量，由于LED的色谱与电流有关，它直接改变白光LED的电流，使得白光LED的白光质量也发生了变化。
（2）PWM调光
PWM调光方案则是以某种快至足以掩盖视觉闪烁的速率（通常高于100MHz）在零电流和最大LED电流之间进行切换。该占空比改变了有效平均电流，从而可实现高达3000:1的调光范围（仅受限于最小占空比）。由于LED电流要么处于最大值，要么被关断，所以该方法还具有能够避免在电流变化时发生LED色偏的优点。而在采用模拟调光时这种LED色偏现象是很常见的。基于PWM的调光方法实际上是在一小段时间内启动和重新启动LED电流。这个启动和重新启动循环的频率必须快于人眼可以感知的速度，以免出现闪烁效果，通常情况下可以被接受的频率为200Hz或更快。LED双线PWM调光电路如图3-26所示。
图3-26 LED双线PWM调光电路
LED的调光亮度与调光波形的占空比成正比，可由下面的公式控制：
IDIM-LED=DDIMILED （3-17）
式中，IDIM-LED是LED平均电流；DDIM是调光波形的占空比；ILED是当选择如图3-27所示电路中的RSNS时LED电流设置的值。
1）调制LED驱动器。许多现代LED驱动器具有专门的PWMDIM引脚，可以接受较宽范围的PWM频率和振幅，从而与外部逻辑的接口变得非常简单。DIM功能在关闭输出驱动电路的同时，使内部电路继续工作，从而避免了重新启动IC造成的延迟。也可以使用输出启用引脚及其他逻辑关闭功能。
图3-27 LED快速PWM调光电路
2）双线PWM调光。双线PWM调光是用于汽车内部照明的常见方法。当VIN被调制为低于VIN-NOMINAL的70%时，VINS引脚检测电压变化，并将PWM波形转换为和输出驱动电路相应的PWM。这种方法的缺点是变换器的电源必须包含一个电路，以便为其直流输出提供PWM波形。
3）使用分流器的快速PWM调光。因为变换器输出的关闭和启动的延迟，对PWM调光频率和占空比的范围就具有了限制。为了帮助克服这种延迟，可以给LED或LED串并联一个外部分流器（如图3-27中所示的MOSFET），以便使变换器的输出电流快速绕过LED。电感中的电流在LED关闭期间保持连续状态，避免了电感基础电流上升和下降时的较长延迟。延迟时间现在变为对分流器上升和下降时间的限制。图3-27显示装有分流器MOSFET的LM3406，以及使用DIM功能引脚与使用分流器MOSFET时LED开/关延迟的比较图形。在这两种测量方法中，使用的输出电容均为10nF，分流器MOSFET为Si3458。
对电流模式变换器驱动LED的电流进行分流时要慎重，因为当MOSFET打开时，输出电流会出现过冲。LM340x系列LED驱动器属于接通时间受控变换器，不会出现这种过冲。LED的输出电容应保持较低状态，从而尽可能提高开/关/开过渡速度。
快速调光与关闭输出的缺点在于效率的损失，当分流器打开时，VShuntdeviceILED的功耗转化为热量。使用低RDS-ONFET将最大限度地减少这种效率损失。与模拟调光方法相比，LED的PWM调光方法有以下优点：
1）效率更高；
2）不管调光范围有多大，允许LED一直在优化的和恒定的电流下工作；
3）在整个调光范围内，LED的颜色色调保持一致（颜色色调像光通量一样随LED工作电流而变化）。
PWM调光是利用PWM方波来设定LED电流的大小，改变PWM占空比即可获得对等的电流。PWM调光方式是一种利用简单的数字脉冲，反复开关LED驱动器的调光技术。控制器只需要提供宽、窄不同的数字式脉冲，即可简单地实现改变输出电流，从而调节LED的亮度。PWM调光的优点在于能够提供高质量的光，以及应用简单，效率高。
针对高端应用的LED驱动器一般都采用固定频率工作模式与PWM调光机制。在PWM调光技术中，LED正向电流以减少的占空比在0%～100%间转换，以进行亮度控制。然而，PWM调光信号的频率必须大于100Hz，以免出现闪烁或抖动。为尽量降低可听到的噪声和辐射，高端照明系统的调光频率范围一般要求为几万赫兹。可是，更高的调光频率将大幅缩小调光范围，反而降低了系统的最大亮度。
在PWM调光中，LED正向电流以受控的占空比（DDIM）进行开/关（ON/OFF），以达到想要的亮度级别。DDIM的动态范围定义了PWM调光配置所能实现的最大亮度级别。因LED亮度与LED正向电流成比例，因此在使用PWM调光配置时所得到的最高和最低LED电流平均值分别由式（3-18）和式（3-19）表示：
ILED_max=DDIM_maxILED （3-18）
ILED_min=DDIM_minILED （3-19）
式中，ILED为LED电流；ILED_max为LED电流的平均最高值；ILED_min为LED电流的平均最低值；DDIM_max为最大调光占空比；DDIM_min为最小调光占空比。
因此，最高和最低LED明亮的比率，又被看作PWM调光范围TF，可用式（3-20）表示：
TF=DDIM_max/DDIM_min （3-20）
式（3-20）表示PWM调光范围与最大、最小调光占空比之间的关系，对于给定的调光频率FDIM，DDIM_max表示最大占空比，即LED电流在下一个调光周期开始前，从所需的正向电流降低至零的时间；DDIM_min表示最小占空比，即LED电流由零升至所需的正向电流（IF）的时间。
可以采用多个不同的电路来实现正向LED电流的开关切换。在使能调光方案中，LED电流的开关是通过把开关变换器或者电源MOSFET驱动器设置成使能或失效来实现的。使能调光的缺点是调光延迟τ较大，影响调光延迟τ的因素有：TD、TSU、TSD，TD指需要启动开关变换器电路所需的时间。如果利用调光信号去开关电源MOSFET驱动器而不是去开关变换器，则可以消除这种延迟。TSU和TSD指电感器电流上升至所需LED电流，并将电流下降到零电流所需的时间，这种延迟很大程度上与LED驱动器的驱动特性相关。使能调光方案可以在低调光频率下提供较大的调光范围。但是，由于调光延迟比较大，如果增加调光频率，会明显降低调光范围。
串行调光方案是将一个开关与LED串联在一起，这样，LED电流从IF和零之间的切换将随着串联开关的导通（ON）和断开（OFF）来执行。在这种配置中，当串行开关器导通时，峰值检测器被用来确保电压信号在反馈引脚（FB）处的连续性。串行调光没有延迟时间TD和TSD，因此要优于使能调光。不过，这种方法的TSU较大，在高调光频率下所能达至的调光范围比较小。
并行调光方案是把一个分流开关与LED并联在一起，一旦将这个开关设置成OFF或ON，立刻会有电流IF流进或者流出LED。并行调光能明显减少TD、TSU和TSD，因为它可长期维持连续的电感器电流，这个电流的平均值大约等于所需的LED正向电流。因此，这种调光配置适合那些在高调光频率下要求宽调光范围的应用。但是，并行调光必须配合开关变换器拓扑来使用，因为只有这种结构才可提供连续的输出电感器电流。此外，由于分流开关的功率耗散，这种方式将降低整体系统的效率。
PWM调光的劣势主要反映在：PWM调光很容易使得LED的驱动电路产生人耳可听得见的噪声。通常LED驱动器都属于开关电源器件，其开关频率都在1MHz左右，因此在驱动器的典型应用中是不会产生人耳听得见的噪声的。但是当驱动器进行PWM调光的时候，如果PWM信号的频率正好落在200Hz～20kHz之间，LED驱动器周围的电感和输出电容就会产生人耳可听得见的噪声。所以设计时要避免使用20kHz以下的低频段。
一个低频的开关信号作用于普通的绕线电感，会使得电感中的线圈之间产生互相的机械振动，该机械振动的频率若正好落在上述频率上，电感发出的噪声就能够被人耳听见。另一部分噪声来自输出电容。现在越来越多的设计中采用陶瓷电容作为驱动器的输出电容。陶瓷电容具有压电特性，这就意味着当一个低频电压纹波信号作用于输出电容时，电容就会发出吱吱的蜂鸣声。当PWM信号为低时，LED驱动器停止工作，输出电容通过LED和下端的电阻进行放电。因此在PWM调光时，输出电容不可避免的产生很大的纹波。总之，为了避免PWM调光时产生可听得见的噪声，LED驱动器应该能够提供超出人耳可听见的调光频率范围（2～25kHz），否则将会产生音频噪声影响使用者。
（3）脉冲调光
脉冲调光是产生由高电压电位转低电压电位再回复高电压电位的脉冲，配合IC内部设定改变LED电流。有很多技术都可以对大功率白光LED亮度进行调节，而平均发光度都是通过以非常快的速度（避免闪烁）完全点亮再关闭LED获得的，而且与LED点亮时间的百分比成正比。
1）脉宽调制。脉宽调制是一种常见的调节LED亮度的方式。通过改变加在LED上的矩形脉冲电流的宽度，使LED上得到的平均电流在较大的范围内改变，可以获得较大范围的调光效果。脉宽调制技术采用周期为T的固定频率，通过改变脉冲宽度调节LED的亮度。脉宽调制如图3-28所示。图3-28显示了三种不同的发光度级别，其占空比分别是6%、50%和94%。
2）频率调制。频率调制是另一种调节LED亮度的方式。保持加在LED上的矩形脉冲电流（幅值不变）的宽度不变，通过改变单位时间加在LED上的矩形脉冲的个数的多少，使LED上得到的平均电流在较大的范围内发生变化，使得LED亮度具有较大范围的调节。频率调制技术采用固定宽度的控制脉冲，频率调制如图3-29所示。脉冲A总是相同的宽度，发光度由脉冲A的重复间隔来控制。
图3-28 脉宽调制
图3-29 频率调制
3）位角调制。位角调制是采用一串含有二进制序列的脉冲，并且序列脉冲的每一位宽度都按照其位值的比例来延展。通过改变单位时间加在LED上的矩形脉冲占有位值所延展的宽度，使LED得到的平均电流在较大的范围内发生变化，以调节LED的亮度。位角调制是基于一串包含发光强度的二进制脉冲列。脉冲列中的每一位都按其位值的比例延展。如果最低位b0的持续时间为1，那么b1位的持续时间就为2，相应地，b2～b7位的持续时间就分别为4、8、16、32、64和128，位角调制如图3-30所示。
图3-30 位角调制
位角调制应用中的关键参数就是开关速度，开关速度越慢，电感器越大，成本也就越高。大多数微控制器都可以在大约15μs内完成A-D转换。加上一些比较读数和内部阈值的指令，一个完整的开关周期为30～40μs，再加上15μs的不确定时间。这个误差定义了基本设计电路的最小电感值。另外一个方案就是任意设置导通和关断的持续时间，然后根据实际情况重新调节这些值，去尝试并达到两个电流阈值。这种间接方案允许采用容量更小、成本更低的电感器，但是准确度较差。
在100%的发光度上无需调制晶体管，对最低的发光度级别（如1%）来说，需要将晶体管开启1%的时间。假设亮度调节必须在100Hz或更高的频率上完成，以避免闪烁现象，则PWM频率必须是10kHz或更高。但是肉眼在低发光度区间可以分辨出细微的变化，因此100级是远远不够的。如果需要4000级（12位分辨率），则PWM的频率必须达到400kHz以上。
具备脉冲调光技术的白光LED驱动器会有相应的数字接口。该数字接口可以是SMB、I2C或者是单线式数字接口。系统设计中只要根据具体的通信协议，给驱动器一串数字信号，就可以使得LED的发光亮度发生变化。
脉冲调光技术相比PWM控制有明显的优点，将时序信号存储在内部的寄存器中，使数据寄存器输出一连串的控制信号，如果需要改变LED的亮度，则重新通过EN/SET对ROM进行修改即可，不需要一直给EN/SET连续的PWM信号来控制LED的亮度。这个特性大大减轻了微处理器的负担，也减少了噪声。其工作原理如下：
EN/SET的第一个上升沿脉冲开启IC，并且初始化设置LED电流到最低的549μA。当最终的时钟序列输入为想得到的亮度级别时，EN/SET引脚维持高电平来维持装置输出电流在程序设置的级别。当EN/SET引脚置低TOFF=480μs以后，装置关闭。整个调光模块可分为四大部分：延时控制、计数器、ROM、恒流源。
LED的亮度和通过它的电流成正比，若采用并联恒流源的方式，最大输出为350mA，亮度分为32个等级。ROM总共为8块，组成32×8bit容量。恒流源由PMOS管组成，每个恒流源电流icell为0.343mA。恒流源具有使能端，根据ROM中的数据决定该恒流源是否有效，其中ROM输出“0”为该恒流源有效，“1”为该恒流源无效。
以第5级亮度为例，EN/SET端输入5个脉冲后保持高电平，经过减数计数器计数输出Q4～Q0数据为“11011”，ROM输出×7～×0数据为“11110100”，即×3，×1，×0所接恒流源有效。输出电流为
icell×32+icell×8+icell×4=15.092mA
表3-4列出了32级调光×7～×0的数据及对应的输出电流。
表3-4 32级调光×7～×0的数据及对应的输出电流
（续）
就使用上而言，PWM较为简单，只需改变占空比即可等效改变LED电流，而脉冲调光则具有较低耗电与较佳EMI，需要根据使用上的需求而定。如果LED需长时间发光则应使用脉冲调光，如需要较佳的LED发光色谱则可使用低频PWM调光，避免LED激发偏差导致LED色偏。
（4）多种调光功能的LM3409LED驱动器
采用美国国家半导体的LM3409构成的LED驱动器，可以轻松实现模拟和PWM调光功能。在此部件上可以有四种方法实现LED调光：
1）直接使用0～1.24V的电压源驱动IADJ引脚实现模拟调光。
2）通过在IADJ引脚与GND之间放置电位器实现模拟调光。
3）使用Enable引脚实现PWM调光。
4）通过外部分流器MOSFET实现PWM调光。
若LM3409通过连接电位器实现模拟调光，其内部5mA电流源在RADJ上产生电压，该电压改变内部电流检测阈值而实现LED模拟调光。使用直流电压直接驱动IADJ引脚可以获得同样的效果。
LED电流与IADJ引脚和GND之间的电位器电阻的关系如图3-31所示，1A电流处表示最大额定LED电流，该值由电流检测电阻RSNS设置。
两种模拟调光选项均可轻松实现并提供线性极强的调光性能，直到低至最大值10%左右的水平。有许多方法可以针对开关模式变换器供电的LED进行调光。PWM和模拟调光法各有利弊，PWM调光可以显著减少LED的颜色变化，与此同时，让亮度水平发生变化，但前提是需要添加逻辑电路来产生PWM波形。模拟调光的电路更加简单，但可能不适合那些要求恒定色温的应用。
图3-31 LED电流与IADJ引脚和GND之间的电位器电阻的关系