3.2.5 汽车LED照明驱动电路的优化设计
1.基于MAX5033白光HB-LED驱动电路
HB-LED是经过特殊处理的PN结半导体器件，正向偏置时可发出白光、红光、绿光或蓝光（也可能产生其他颜色的光）。作为PN结它们表现出类似于传统二极管的V-I特性，但具有较高的结压降。在正向电压未达到VF（从红光LED的2.5V到蓝光LED的4.5V）时，流过HB-LED的电流很小，一旦正向电压达到VF，电流将迅速上升（与传统二极管相同）。因此，必须采用限流措施限制电流的上升，以防HB-LED损坏。
MAX5033为易于使用、高效率、高压、降压型DC/DC变换器，工作于高达76V的输入电压，空载时仅消耗350µA的静态电流。采用脉宽调制（PWM）方式在重载时工作在固定的125kHz开关频率，轻载时可自动切换到脉冲跳频模式，以达到低静态电流和高效率。MAX5033包括内部频率补偿，简化了电路应用。器件内部采用低导通电阻、高电压DMOS晶体管，以获得高效率和降低整个系统成本。此器件包括欠压锁存、逐周期限流、间歇模式输出短路保护及热关断功能。
MAX5033可提供高达500mA的输出电流，提供外部关断模式，具有10µA（典型）的关断电流。MAX5033A/B/C型号分别提供固定的3.3V、5V或12V输出电压。MAX5033D提供1.25～13.2V的可调输出电压。MAX5033采用节省空间的8引脚SO或8引脚塑料DIP封装，工作在工业级（0～+85℃）温度范围内。
图3-84是基于固定频率、高集成度PWM开关变换器MAX5033驱动HB-LED电路，输出电流可达500mA。这款基于电感的Buck变换器能够准确控制流过LED（或几个串联白光HB-LED，总电压为12V）的电流。MAX5033的开关频率为125kHz，输入电压范围高达76V（需使用更高额定电压的输入电容和二极管）。此电路可以在较宽的输入电压范围内控制并保持恒定的白光HB-LED电流。表3-7总结了该电路的设计参数。通过调节控制电压（0～3.9V），MAX5033能够在LED-A和LED-K端产生近似0～350mA的输出电流。电路的设计参数见表3-7。
图3-84 MAX5033驱动LED电路
表3-7 电路的设计参数
在图3-84所示电路中，白光HB-LED电流随控制电压变化的关系曲线如图3-85所示。电流测量值通过连接在LED-A端和LED-K端的电流表得到。图3-84所示电路在驱动一只、两只或三只350mA串联白光HB-LED时，变换器效率与白光HB-LED电流的关系曲线如图3-86所示。
图3-85 白光HB-LED电流随控制电压变化的关系曲线
控制电压与3个并联检流电阻的电压共同作用到IC的反馈（FB）引脚。IC的内部控制环路使FB引脚的电压保持在大约1.22V。因此，由于控制电压与电流检测电压都必须保持在1.22V（由电阻R1和R5设置），更高的控制电压将产生更小的电流。式（3-34）除了适用于本例外，还可用来设计其他的输出电流和控制电压：
图3-86 变换器效率与白光HB-LED电流的关系曲线
在许多情况下，利用低频（50～200Hz）PWM方式调节白光HB-LED电流非常方便，3个串联白光HB-LED的总电压近似为9.5V。改用小的输出电容，可以减小关断时的振荡幅度。虽然白光HB-LED在每个脉冲期间保持相同的亮度，肉眼能够察觉到短暂的亮度变化，但是这种调节方法的优点在于光谱保持不变，采用幅度调节时光谱会随着流过白光HB-LED电流的变化而改变。
采用100Hz的PWM控制波形时，白光HB-LED电流的脉冲波形如图3-87所示。一般来说，低频PWM调光电路的效率比线性调光电路更高。图3-84所示电路为恒流驱动白光HB-LED提供了一种高性价比的方案，该方案具有以下优势：
1）高开关频率（125kHz）允许选择小电感器件。
2）能够在宽输入电压范围内实现高转换效率。
3）输出电压可达12V，能够驱动3个串联的HB-LED。
4）无需散热器。
图3-87 白光HB-LED电流的脉冲波形
5）电压范围可扩展至76V，适用于驱动汽车照明应用的HB-LED。
6）通过变化电流检测电阻R2、R3与R4值，输出电流可达到500mA。
7）内置功率MOSFET，简化设计。
8）可通过控制输入引脚，利用模拟电压幅度（线性调光）调节白光HB-LED的亮度。
9）通过控制输入，利用低频PWM信号调节白光HB-LED的亮度。
2.8英寸LCD的LED背光驱动解决方案
在设计LED背光驱动电路时，最重要的问题是在LED正向偏置时保持恒流。由于LED是电流驱动型器件，光照强度取决于传导电流的大小。为保证光照强度并提高LED的使用寿命，就必须保持恒定的电流。
在图3-88所示的8英寸LCD的LED模块驱动电路中，LED模块由24个白光LED组成，这些LED每3个一组串联在一起，分为8列并行连接。7英寸LCD可采用3×7阵列或7×3阵列，8英寸LCD可采用3×8阵列或8×3阵列。由于所需电压和电流取决于这些阵列，因此在设计初期选择合适的LED驱动器是非常重要的。
图3-88 8英寸LCD的LED模块驱动电路
在设计中可以通过LED的阵列结构及LED的正向压降和正向电流来选择LED驱动器。图3-88a所示电路用于8英寸LCD背光照明时白光LED的规格为：VF（最大值）=4V、IF（最大值）=25mA，阵列结构为3×8。两个LED节点之间的总电压、电流如下：
VFZ=VFB×串联LED数=12V
IFZ=IF×并联线路数=25mA×8=200mA
因此，所选LED驱动器的驱动能力必须超过12V、200mA，需采用升压DC/DC解决方案来提供12V的电压，该电路利用DC/DC变换器从12V汽车蓄电池获得5V恒定电压。如果采用的是升压变换器，则内部FET容量需考虑可用容量，即最大输入电流和最大输出电压。在图3-88a所示的电路中，所需FET容量可通过以下方法计算。输出功率为
POUT=VOUTIOUT=12V×200mA=2.4W
因此所需的输入功率为
PIN=1.2×POUT=1.2×2.4W=2.88W
假设转换效率为80%，由于VIN为5V，则所需输入电流为IIN=PIN/VIN=2.88W/5V=576mA。因此，内部开关（FET）必须支持12V以上电压及超过576mA的电流。对于图3-88b所示的8×3的LED阵列，结果为
VFZ=VFB×串联LED数=32V
IFZ=IF×并联线路数=25mA×3=75mA
FET的容量必须超过32V、75mA。如果考虑LM2733和LM27313的关键性能，就可以得出LM27313不适合8×3的阵列，因为开关的最大可用电压为30V。LM2733的输入电压范围为2.7～14V，开关（DMOSFET）电流为1A，开关电压为40V，适用于8×3阵列如图3-88b所示；LM27313的输入电压范围为2.7～14V，开关（DMOSFET）电流为800mA，开关电压为30V，适用于3×8阵列，如图3-88a所示。
驱动LED的电路保持LED的电流恒定非常重要，在3×8阵列中，所需电流约为210mA。在图3-88a中的恒流电阻的阻值可通过下列公式算出：
RCC=VFB/IFZ=1.23V/200mA=6.15Ω
因此采用6Ω的电阻器。在8×3阵列中，所需电流约为90mA，在图3-88b中的恒流电阻的电阻值可通过下列公式算出：
RCC=VFB/IFZ=1.23V/75mA=16.4Ω
在这种情况下使用17Ω的电阻器。从图3-88可以看出，通过误差放大器1.23V的反馈参考电压保持FB电压恒定，因此通过RCC的电流能够始终保持恒定。
调光控制是根据需要控制显示器光照强度。目前有两种调光控制方法：一种是直接控制流经LED的电流；另一种是通过控制电源的开/关来导通或关断LED，从而控制LED的导通时间。目前，第二种方法应用广泛，因为第一种方法的电路较复杂，且始终处于通电状态会缩短LED的工作寿命。而对LM2733和LM27313的开关控制可通过在
引脚上应用脉冲宽度调制（PWM）得以实现，LED的照明强度可以通过调整脉冲占空比实现精确控制。在设计中脉冲频率必须超过20kHz，因为低于20kHz的频率会使电路输出端的多层陶瓷电容器产生波形振荡，从而产生噪声。
大多数LED模块是通过一个连接器与主板相连的，如果在图3-88所示的电路中，LM2733和LM27313的输出线断路或LED模块受损而开路，那么由于误差放大器的负输入端没有信号，输出电压将会无限制地上升。这将损坏LM2733和LM27313或输出二极管。为解决这一问题，可加入一个过电压保护电路，设有过电压保护功能的3×8LED驱动电路如图3-89所示。
图3-89 设有过电压保护功能的3×8LED驱动电路
在图3-89所示的电路中，电阻器R1和R2通过向误差放大器引脚（FB）馈送输出电压，确保恒定输出电压不会无限上升。所增加的电路能够保护器件不被过高的输出电压所损坏。VD2的作用是避免R2和RCC在未连接LED模块时形成并联，并防止输出过电压，因为R1的阻值相对R2和RCC并联值要大得多。(https://www.daowen.com)
因此，在未接入LED模块时，该电路以恒压模式运行；当接入LED模块时，则以恒流模式运行。在采用了R1和R2的恒压模式下，输出电压必须设置得比LED模块的总VF值高。即在3×8阵列下，总VF值约为12V，那么R1和R2的输出电压可通过下列等式计算出：
VOUT=1.23(R1/R2+1) （3-35）
在这个等式中，需将R2设为10kΩ。如果将VOUT设为15V，可得到如下结果：R1=112kΩ。考虑到VD2的VF、RCC两个节点上的电压变为1.23+VF。因此，RCC将有所增大，具体如下：
RCC=(1.23V+VF)/ICC=(1.23V+0.4V)/200mA=8.15Ω
RCC的功耗可按下式计算：
P=I2R=0.182×8=1.456W
由于RCC的功耗高于1.456W，应采用1W电阻器或并联标准电阻器以提高电路安全性。
3.基于IRS2540的白光HB-LED驱动电路
国际整流器公司最近推出了IRS2540控制IC，采用降压变换器结构设计，可在很宽的输入电压和输出负载条件下提供稳定的已调整电流源，适用于多种不需要隔离的应用。
Buck电路结构只适用于输入电压高于输出电压的应用情况。HB-LED最常见的故障是短路，在串联工作方式下，当一只LED出现故障时，所有其他LED仍会正常工作。但在并联结构中，一只LED短路会导致所有其他LED熄灭。典型的12只HB-LED面板如图3-90所示，如果阵列中一只HB-LED出现短路故障，与其成对的另一只HB-LED将不再工作，而其他HB-LED仍能正常发光。
图3-90 典型的12只HB-LED面板
基于IRS2540的Buck变换器采用独有的高侧驱动器，可连续监控负载电流，并通过时间延迟滞后控制法精确地调节电流。IRS2540驱动LED电路如图3-91所示。
图3-91 IRS2540驱动LED电路
LED能够从DC总线或直接从整流后的交流线上获得电能，因此整个系统显得非常简单灵活。无论Buck变换器开关处于ON还是OFF状态，悬浮的高侧驱动器都可以确保IRS2540检测LED的电流，从而提供优势明显的平均电流控制功能。与此相反，其他系统只能在ON期间检测电流，只能采用峰值电流控制。由于平均电流控制器不仅在ON期间，同时也可以在OFF期间进行调节，从而能够在更宽的电路和负载范围工作而不会超出设计极限，因此自身具有稳定调节的特点。简单的设计理念就能实现非常精确的电流控制，且自身具有稳定性，不需要复杂的电路分析。由于LED需要最小纹波的直流电流，因此无论是峰值电流模式控制还是平均电流模式控制，都采用在连续导通模式下工作的恒流驱动器。
在采用IRS2540设计LED驱动器时，必须注意限制硬切换过程中的应力，即包含在负载电流超过或低于基准电平的时间以及Buck开关状态改变时间之间的延迟。这一延迟与负载电流（IFB）的di/dt相结合部分决定了系统运行时的频率与占空比，同时频率与占空比还进一步取决定于Buck电感、输出电容值以及变换器的输入、输出电压值。
由于输出电流恒定，且开路保护容易实现，因此这种结构本身就提供过载和短路保护。如果采用峰值电流控制并在连续模式下运行，由于次谐波振荡从而存在运行不稳定的风险。采用斜坡补偿可以解决这一问题，但目前市场上的某些LED控制器并不支持振荡器电容连接，因此很难实施。另外，斜坡补偿也会引起被检测电流与实际LED电流之间出现误差。
若采用固定OFF时间（而不是固定频率）的工作方式来解决这一问题，虽然可以缓解次谐波振荡问题，且占空比也大于50%，但是为了增加占空比必须降低频率，从而导致频率在占空比范围内的大幅波动。对一个50%占空比、100kHz频率、固定OFF时间的系统，90%占空比时频率必须为20kHz，而10%占空比时频率为180kHz。
由于ON和OFF时间都可以独立变化，从而占空比的变化对频率几乎没有影响，因此IRS2540不存在上述限制。若从滤波器的简单性考虑，固定频率系统较基于IRS2540的可变频率系统具有电磁兼容性（EMC）优势。这种观点建立在固定频率电路的滤波器设计比可变频率系统简单的基础上，因此固定频率方案慢慢转向可变频率方案。不过，如果系统需要频率变动达到一定的数量级，系统对滤波器的要求会相应更高。
很多应用领域都需要调光功能，采用主色调不同的LED相互组合可以通过调节各种颜色的强度产生所有光谱色，从而为显示、标识和气氛照明产生各种不同的效果。基于IRS2540的Buck变换器系统能够在调节脉宽调制（PWM）控制信号逻辑电平的全范围内作调节。PWM信号频率相对较低，可用于切换LED驱动电流的开、关，并通过占空比在不改变光输出颜色的情况下改变光输出强度。
PWM调光控制信号如图3-92所示。高频Buck转换振荡器在“突发模式”下运行，以调节LED的平均电流。信号频率不会过低而产生闪烁。同时简化了与基于微控器的调光控制电路的连接。
图3-92 PWM调光控制信号
4.基于ZXSC300的白光HB-LED驱动电路
基于ZXSC300系列DC/DC变换器驱动LED电路如图3-93所示，电路中通过增加R2的值可提供更高的系统电压。例如，要得到24V的电压仅需将R2值改为2.2kΩ，同时电容C1也须有更高的额定电压。电路的基本工作原理如下：
当V1导通时，电流流过LED、电容C2和电感。当R1两端的压降达到Isense引脚的阈值电压时，V1关断并保持一个固定时间，电感中的能量流过VD1和LED。经过这个固定时间后，V1重新导通，如此循环往复。
图3-93 基于ZXSC300系列DC/DC变换器驱动LED电路
ZXSC310将V1导通直到它在Isense引脚上检测到19mV电压（标称值），达到此阈值电压时，V1上的电流为19mV/R1，称为IPEAK。当V1导通，电流从电源流出，流过C1和串联LED。假设LED正向压降为VF，则剩下的电源电压将全部落在L1上，称为VL1，并使L1上的电流以di/dt=VL1/L1的斜率上升。其中di/dt单位为A/s，VL1的单位为V，L1的单位为H。
V1与R1上的压降可忽略不计，因为V1的导通电阻RDS（ON）很小，且R1上的压降总是小于19mV。19mV是V1的关断阈值电压，依据Isense引脚的阈值电压设置。
Vin=VF+VL1 （3-36）
TON=IPEAKL1/VL1 （3-37）
由于将Vin减去LED正向压降可得到L1两端的电压，故可算出TON。因此，如果L1较小，则对于同样的峰值电流IPEAK及电源电压Vin，TON亦较小。在电感电流上升到IPEAK的过程中，电流流过LED，因此LED上的平均电流等于TON上升期间及TOFF下降期间的电流之和。
ZXSC300系列DC/DC控制器的TOFF在内部被固定为1.7μs（标称值），如果用该值来计算电流斜坡，则其范围最小为1.2μs，最大为3.2μs。
为尽量减少传导损耗及开关损耗，TON不能比TOFF小太多。过高的开关频率会造成较高的dv/dt，因此设置ZXSC300/310的最高工作频率为200kHz。假设固定TOFF为1.7μs，则TON最小值为5μs−1.7μs=3.3μs。然而这不是一个绝对限制值，器件可在2～3倍该频率下工作，但转换效率会降低。
在TOFF期间，储存在电感中的能量将被转移到LED，只在肖特基二极管上有一些损耗。系统可以以连续或非连续模式工作，如果TOFF恰好是电流达到零所需的时间，则LED中的平均电流将为IPEAK/2。实际上，电流可能会在TOFF之前达到零，此时平均电流将小于IPEAK/2。因为在这个周期里有一段时间LED的电流为零，这称为“非连续”工作模式。
如果经过1.7μs后电流没有达到零，而是下降到Imin，则称器件进入“连续”工作模式。LED电流将在Imin与IPEAK之间上升和下降（di/dt斜率可能不同），此时平均LED电流为Imin与IPEAK的平均值。
若已知输出电压为稳定的12V直流电源，驱动3个功率为1W的LED（需要340mA工作电流），即可参考图3-93所示的电路参数进行设计。该设计可工作在11～18V电源电压范围内。电源输入电压Vin=12V，LED正向压降VF=9.6V，Vin=VF+VL1。因此，VL1=12V−9.6V=2.4V。峰值电流=Vsense/R1=34mV/50mΩ=680mA，这里R1就是Rsense。
在上述等式中，近似认为在整个电流上升与下降期间LED正向压降不变，但事实上它会随电流升高而增大。这些公式使设计计算的结果在实际电路所用器件的误差范围内。此外，Vin与VF之间的差值小于它们中的任何一个，所以6.2μs的上升时间将基本上取决于这些电压值。对于9.6V的LED正向压降以及300mV的肖特基二极管的正向压降来说，从680mA下降到零的时间为
由于TOFF为1.7μs，所以电流有足够的时间降到零。然而，尽管1.5μs已相当接近1.7μs，因为器件的误差，线圈电流可能不能降到零，但残余电流会很小。需要注意的是，由于对峰值电流的测量及关断，不可能产生在具有固定TON时间的变换器里发生危险的“电感阶跃”（inductorstaircasing）问题。由于电流可能永远都不会超过IPEAK，所以即使电流从一个有限值开始增长（即连续模式），也不会超过IPEAK，于是LED电流将近似等于680mA与0的平均值，即340mA。它并不是严格意义上的平均值，因为有200ns的时间里电流为零，但与IPEAK及器件误差相比这非常小。
在TON期间（假设为非连续工作模式），电源的输入功率等于VinIPEAK/2，因而电源的平均输入电流等于该电流乘以TON相对于整个周期时间的比值。
从上式可看出平均电源电流是在较低电压下随着TON相对于固定的1.7μs的增加而增大。这是符合功率原理的，因为当电源电压较低时，固定（或近似固定）的LED功率需要更多电源电流才能获得相同的功率。
当输入电压与输出电压的差别变得更大时，从电感转移到LED的能量比LED直接从电源获取的能量要更多些。如果能计算出使电流正好在1.7μs时达到零的电感值L1及峰值电流IPEAK，则LED的功率将不会太依赖于电源电压，因为此时LED中的平均电流总是近似为IPEAK/2。
随着电源电压的增加，达到IPEAK所需的TON将减小，但LED的功率基本恒定，且在TON期间只吸取从零至IPEAK的电源电流。电源电压越高，TON占整个周期的比例越小，所以较高电源电压时的平均电源电流亦较小，这样保持了功率（和效率）的恒定。
肖特基二极管正向压降会使效率降低，假设LED的VF为6V，肖特基二极管的VF为0.3V，则从电感转移过来的能量的效率损失为5%，即肖特基二极管正向压降与LED正向压降之比。在TON期间，肖特基二极管不在电流回路中，故不会引入损耗，因此整个效率损失比取决于TON与TOFF之比。对于TON占整个周期的大部分的低电源电压来说，由肖特基二极管引入的损耗并不大。当LED电压较高（多个LED串联）时，肖特基二极管引入的损耗也不大，因为此时肖特基二极管正向压降在整个压降中所占的比例将更小。
通过采用降压模式的升压变换器方案，可以用一个低端N沟道MOSFET替代典型降压型变换器中常见的高端P沟道MOSFET。N沟道MOSFET器件的固有导通损耗比尺寸相同的P沟道MOSFET器件的导通损耗低三倍。
当然，在典型的降压变换器电路中也可以使用N沟道MOSFET，但需要额外的自举电路对它进行驱动。低端开关也可以使峰值检测电流以地为参考，这与高端电流检测相比，可提高精度并减小噪声。
在间断工作模式下采用升压方法，控制回路工作在电流模式，可为变换器提供周期性控制。这样使其从根本上保持稳定，与电压模式降压变换器相比，它可以简化设计。
上述方案的另外一个特点是，因为当电感处于充电状态时电流流过LED，所以LED电流的峰值均将减小，这样在相同LED亮度下可将峰值电流设置得更小，从而进一步改善效率、可靠性以及减小输入噪声。