5.1.1  基于PWM的交流变换基本概念

5.1.1 基于 PWM的交流变换基本概念

单相逆变器一般使用两电平的三角波比较法（基本说明参考4.5.3节）来产生受PWM控制的交流电压，图5.2所示为该控制的举例。如图所示，各个桥臂的控制信号是由三角载波（频率为f_s，幅值为1）与正相、负相调制波比较生成的。由正相调制波生成的控制信号控制桥臂+Q_a和-Q_a，输出正相电压e_a（正相桥路a的中点电压）。同样的，在负相桥路b输出电压e_b。理想SD进行动作时，由于输出端电压波形与各个桥臂的控制信号波形相同，所以纵轴用1～0和E₁～0双重刻度表示。另外，上下桥臂SD动作互补，所以这也表示了上面桥臂的控制波形（1对应on状态）。请注意为了和交流输出信号表示一致，本节使用了与四象限斩波器不同的桥臂符号来表示。

另一方面，正负两相输出电压差是输出端ab间线电压e_ab，虽然e_a和e_b波形是以E₁～0的两电平进行变化的，但是e_ab=e_a-e_b却以三个电平E₁～0～-E₁进行变化。由于两个桥路连接在共同的持流电抗器两端，所以e_ab波形的零值时间对应零电压时间段。

这种变换电路显然是环路切换型功率变换，但由于每半个周期电压进行正负切换一次，所以也被定义为复合型功率变换。图5.2所示调制波是正弦波，其中，频率为f_m，调制度为d=0.8sin2πf_mt，f_s=18f_m^[1]。

图5.2 单相逆变器的PWM控制概念图(https://www.daowen.com)

单相逆变器SDA-4也称为电压型逆变器，即输入是电压源，输出从根本上是电压方波。关于输出波形的形状，应考虑什么样形状的电压是最合适的。上述PWM控制的形成方法是，若根据4.5.3节的说明，则长方形的方波电压平均值与其对应时段的正弦交流电压值一致，从平均值上看整个波形是正弦波^[2]，称上述方法为三角波比较法（subharmonic control method）。但是，从这种方法的英文名称可以看出，它是以高频载波都会被滤波掉为前提，来控制比载波频率低得多的低频调制波的方法。该用语的本质是若对电压波形进行傅里叶展开，则从频谱上看将非常明了。图5.3所示为这些波形的谐波频谱，图的横轴是谐波次数n，它表示调制波频率f_m的倍数，纵轴表示谐波幅值与直流电源电压E₁的比值^[3]。

图5.3 PWM波形的谐波分析（d_m=0.8，f_s=18f_m）

在图5.3a和b中，首先注意幅值为0.5的直流分量（即零次谐波），这意味着在两个电压的波形中含有平均值为0.5E₁的直流电压。对于负载端电压e_ab=（e_a-e_b），这些电压由于被抵消而没有出现。为了便于理解，若像图5.4a那样将电源分成两个E₁/2的电压，则相对于分割电源的中点电位，可以不考虑直流平均值，这种常用做法也是可行的。然而，实际电路不具有中点，即使有中点，也应慎重考虑它的接地问题^[4]。由于这种表示法容易引起错误，所以本书并不推荐。

其次，从与调制波频率相同（谐波次数为1）的基波成分可见，e_a和e_b各自幅值都为0.4E₁，两者相位相反（幅值符号相反），e_ab幅值为0.8E₁，达到了d_m=0.8的控制目的。其他次数的谐波以调制频率比值K_F=f_s/f_m整数倍的谐波为中心构成了边频带群，即包括K_F±1，K_F±2，…，2K_F±1，2K_F±2等次谐波。但是，由于正相部分和负相部分中相同符号的数值相互抵消，所以图5.3c所示的e_ab中只剩下了K_F偶数倍谐波的边频带波，因此正如图5.2中所示，使用相位相差180°的两个调制波有如下优点，即利用开关时间偏移，实际上产生与2K_F=36倍的开关同样的效果，经过这样的处理，输出中含有的谐波次数可以提得很高

些 成分相对容易滤除（参考例5.1）。另外，实用的K_F值根据所使用的开关器件而异，当基波f_m=50Hz时，对于IGBT而言K_F大约有100～300倍，而GTO只有5～10倍的程度。

顺便说一下，L是持流电抗器，但使用了两个分开串联连接的电抗器（参考图4.30及其说明），在B1-B2端子间连接的电容C起到分压和滤波作用。