6.3.3 PWM变换器
前述的复合整流电路用于单相较小容量的装置，若为更大容量的装置，则需用三相PWM变换器（PWM整流器）。由于PWM逆变器可以四象限运行，所以若使其工作于回馈过程，则变为PWM变换器，图6.35所示为该电路图。这样整流得到的大功率直流电源一般作为下一级所连接逆变器的电源使用，所以将两者成对使用称为PWM变换器·逆变器，可以用来构成大容量的VVVF、VCVF或CVCF变换器。PWM变换器和逆变器分别执行复合型功率变换，所以有必要各自设计持流电抗器。另外，有必要在中间连接点放置直流链接电容器，用来吸收从两侧来的非同步电流脉冲。电容电压可以自由设定，但为了保证稳定运行，与两侧的电源或负载任何一个线电压的峰值相比，都要设定为程度比较高的电压。
图6.35 PWM变换器·逆变器的组合电路
因为一般由高压商用电源供电，所以为了电压调整和绝缘，通常在PWM变换器的输入侧插入变压器。另一方面，从PWM变换器的角度来讲，作为商用电源的电压源负载必须被控制在一定频率，实现被称为VVCF的特殊控制。图6.36所示为这种控制的概念图，它是基于α-β坐标系空间矢量的三相一体化电路。
图6.36 α-β坐标系空间矢量表示的PWM变换器部分等价电路
输出频率一定、幅值可调且相位可调的电压源负载，其PWM变换的原则为以单位功率因数运行。这样既可以减少输入无功功率，同时也可以降低前置变压器和PWM变换器的容量。根据图6.37所示的空间矢量，求出对应的输入电流值iac来计算所需要的变换器电压econv，从而控制变换器。
如果站在不同的观点来看PWM变换器，则也可以将其看作电流源负载，这是一种VCCF变换器。它的等效电路如图6.38所示，可以表示为如图6.38a所示的α-β坐标系和图6.38b所示的d-q坐标系。前者是交流电流源负载，后者是直流电流源负载[24]。不管哪种情况，都是给定电流指令的电流反馈控制。
于是，PWM变换器的控制可以考虑为电压源负载或电流源负载，而哪个更好便成为问题。一般认为作为电压源负载的控制属于间接控制，与作为电流源负载的控制相比响应会有所延迟。作为电压源负载的控制举例已经在PFC变换器一节说明，下面的例6.6是作为电流源负载的控制。
图6.37 PWM变换器输入侧等价电路的空间矢量图
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图6.38 空间矢量坐标的电流源负载的PWM变换器部分
例6.6
在图6.39中，200V/50Hz的三相电源通过L=15mH的持流电抗器连接PWM变换器，变换器的输出侧连接400V的直流电源负载。PWM调制频率比KF=18倍，对吸收幅值为8.165A相电流的电流源负载进行控制，实现其仿真。
图6.39 用于PWM变换器仿真的电路
解 图6.40所示为电流源负载控制的概念图。为了实现单位功率因数控制，由检测的电源电压相位和从外部给定的电流幅值信号一起产生电流基准信号，控制中还需检测输入电流，并与电流基准信号进行比较来控制电流值。
为了产生电流基准信号而检测整个正弦电压波形比较麻烦，很多情况下只是检测电压的过零点，一般使用与其同步的锁相环（Phase-Locked Loop，PLL）电路自行产生正弦基准信号。另外，控制的仿真应在d-q坐标下进行。
图6.40 电流源负载控制的概念图
电流源负载控制的仿真结果如图6.41所示。粗线是作为基准的a相电压，细线阶梯波状的正弦电压是变换器产生的a相端子电压，两个电压间的相位差为13.3°。这个电压在实际电路中以电压方波形式存在，为了显示它与电源电压的相位关系，它被更换为用于产生PWM的a相调制电压，实际的调制电压是进一步进行中心移动操作的电压。
图6.41 电流源负载的控制波形举例