8.3.2 单个器件的软开关技术
以下说明的软开关技术的特征是在普通变换主电路结构的基础上，在SD部分加入谐振电路，并仅对该SD进行软开关的控制技术，这个技术一般称为“准谐振开关（quasi-resonant switch）”或者简单称为“谐振开关”（resonant switch），以区别于那些整个逆变电路都是谐振电路的场合。
谐振开关分为电压型和电流型，进一步讲，还有半波和全波的区别。电压型基本上是在SD上并联电容，原则上实现了SD的零电压开关。电流型则是在SD上串联电感，原则上实现了SD的零电流开关。下面将分别进行说明。
1.交流全波电流谐振开关
图8.12所示为使用谐振开关的降压斩波电路。用IGBT作为SD，串联连接谐振电感Lr，并且IGBT与反向并联二极管连接，二者合起来构成Q[10]。另外，环流二极管Df和谐振电容Cr并联连接，Q、Lr和Cr共同构成谐振开关。首先考虑Q关断的状态，电流i2通过持流电感L和Df进行环流，Cr的初始电荷为零。
图8.12 使用全波电流谐振开关的降压斩波电路
给图8.12中的Q施加栅极信号使其开通，LrCr谐振电路仅产生一个周期的谐振电流iQ，后半周期的电流从Q的反向并联二极管中流过，所以如果谐振结束之前停止栅极信号，则谐振电流会自然变为零。因此，Q在零电流时进行开通和关断。本电路的开关导通时间Ton是一个谐振周期，由于Ton几乎为恒定值，所以对这样的降压斩波电路而言，负载电流的大小只能通过调节开关关断时间Toff来实现。
图8.13a所示为以谐振过程为中心的电路电压电流波形。在时刻①，Q开通，开关电流iQ经过E1-Q-Lr-Df-E1环路进行流动。由于电流从零开始迅速上升，所以是零电流开关。iQ的振幅（iQ=i2-iDf+iCr）与负载电流i2相比足够大。在时刻②，iQ达到负载电流i2的值，于是环流二极管Df的电流iDf变为零，通过Q为负载电路施加电压，使得电能输送给负载，在此时刻Df的关断也是软开关。此后，iQ进入负的周期，在iQ再次变为零之前（图8.13a的横轴在600μs左右的位置），必须关断IGBT的栅极脉冲。在时刻③，iQ自然到零。在此之后，电容Cr持续放电，直到时刻④，完全恢复到初始状态，Ton结束。另外，在Ton期间，负载电流i2也在电感Lr中重叠流动，所以使得iQ在负半周期的振幅变得特别小。图8.13b所示分别为iCr和iDf。在Toff期间，i2持续环流。在Ton期间，输出总电压为eDf（=eCr），如图8.13b所示。Cr放电结束，由于循环电流i2转移到Df，所以在图8.13b中的时刻④存在-iCr=iDf。
图8.13 交流全波电流谐振开关的电压电流波形
本节中介绍的谐振开关大约在一个周期内有谐振电流流过，由于Q（SD）的开通与关断都是在零电流情况下进行的，所以称之为全波电流谐振开关。并且在此情况下，存在电流回流到直流电源E1的时段，因此，其电源必须有吸收此电流的功能。
2.交流半波电流谐振开关
与图8.12所示主电路相比，图8.14中的谐振开关Q由IGBT与串联二极管构成，现分析其工作原理。谐振电流的负半周期被阻断，当电容Cr充电至约为电源电压的2倍时，Q被零电流关断（参考图8.13所示波形）。从此时开始，电源侧电路被切断，Cr的电荷通过持流电感继续放电。电容放电结束变为零电压的瞬间，电流转移到环流二极管中。当然，在eCr变得比电源电压E1低之前，必须关断IGBT的栅极信号。因为Q（SD）的电流仅有半波，所以称为半波电流谐振开关。
图8.14 采用交流半波电流谐振开关的降压斩波电路
一旦使用电流谐振开关，则SD的所有开关动作都成为软开关，所以开关损耗可以显著减少。但是，当大的谐振电流流过器件时，由正向压降导致的通态损耗会增加，在实际应用中，关于二者损耗的平衡问题也尤为重要。另外，虽然因为软开关使得由SD电流产生的电磁辐射得以减少，但是，由大的谐振电流产生的电磁辐射却在增加，所以也应该考虑关于这二者的平衡问题。
同时，在控制方面，开关导通时间几乎是一定的，原则上只能根据关断时间来调整输出，因此，对于降压斩波电路，存在无法得到较低电压输出的缺点。(https://www.daowen.com)
例8.4
图8.12所示为采用全波电流谐振开关的降压斩波电路，请仿真其工作过程。其中，设Lr=200μH，Cr=50μF，Lr的电阻部分Rr=0.05Ω，E1=100V，持流电感有足够大的电感值，其电流i2=25A（恒定值）。
解 图8.13所示为仿真结果，计算单位为1μs。注意：每当电流接近零时，电流的循环路径会变化2、3次，因此必须对计算程序下些工夫。
3.交流全波电压谐振开关
图8.15所示为采用电压谐振开关的降压斩波电路，Q（SD）由IGBT和串联的阻断二极管构成。Q并联谐振电容Cr后，再串联谐振电感Lr，构成谐振开关。与电流谐振开关最大的不同之处在于Q的常态为导通状态，在持流电感L上流过电流i2。将Q关断时，电流则转移到Cr上，谐振开始，i2通过Df进行环流，电源不再为负载输送能量。因此，Q的关断时间Toff基本由谐振周期决定，只能通过调节开通时间Ton来调整斩波电路的输出。
图8.15 采用交流全波电压谐振开关的降压斩波电路
此电路详细的工作波形如图8.16所示。由于存在持流电感L，所以在负载中一直有恒定电流i2流动，这与Q（SD）的开通与关断无关。时刻①之前，Q处于导通状态，iLr=i2。在时刻①，关断栅极信号，使Q关断，iLr流向电容Cr电路并对其充电。此时，由于Q由零电压的状态而关断，所以这是零电压开关过程。
图8.16 采用交流全波电压谐振开关的降压斩波电路工作波形
时刻①之后，因为由i2为电容Cr充电，所以环流二极管电压eDf几乎呈线性下降，在时刻②达到零，电流由Df流出，iDf从零值开始上升。此时Lr和Cr开始谐振。iDf由谐振电流的负值-iLr和i2之和构成。如图8.16a所示，iLr几乎是以i2值开始的一个周期余弦函数。而且，在时刻②环流二极管被软开通。
伴随着环流二极管的开通，E1-Cr-Lr-Df-E1回路中发生一个周期的电流振荡。受电感Lr初始电流i2的影响，电容Cr振荡到负的电压。在检测到其电压再次振荡到正向电压瞬间③时，必须迅速给Q施加栅极信号。由此，电流iLr再次流向Q，在时刻④，如果其再次上升到持流电感的电流值i2，那么谐振过程的一个周期结束，返回初始状态。另外，时刻③～④阶段为Lr两端施加电源电压E1，使得电流呈线性上升。
从图8.16a所示波形可以看出，在1次的开关过程中，②～④之间从电源流入的电流和对电源反馈的电流（都是iLr）大致相等，所以在这一时间段内不向负载提供电能，等效为开关断开。
4.交流半波电压谐振开关
如图8.17所示，如果开关器件Q不使用阻断二极管，而是在IGBT上连接反向并联二极管，那么上述谐振波形中eCr的负半周期会被切掉。因此，正半周期结束瞬间（图8.16b中eCr的值变为零的瞬间）之后，使Q保持开通即可。由此，可以得到大致的交流半波电压谐振开关。
图8.17 采用交流半波电压谐振开关的降压斩波电路
对于谐振电流引起的损耗和电磁辐射的问题，使用电压谐振开关的软开关比电流谐振开关要好一些，但也是必须要解决的问题。另外，在控制上通过调整开关开通时间所占的比例来调整输出的大小。
例8.5
图8.15所示为采用全波电压谐振开关的降压斩波电路，请仿真其工作过程。其中，Lr=1000μH，Cr=20μF，Lr的电阻部分Rr=0.01Ω，E1=100V，持流电感具有足够大的电感值，其电流i2=25A（恒定值）。
解 图8.16所示为仿真结果。计算单位为1μs。其参数选择比电流谐振时困难。此外，必须在检测电容电压的同时正确地控制栅极信号。
5.谐振开关的使用条件
以上分析了谐振开关的工作原理。但是在实际应用中会有各种制约条件，如果装置不基于这些限制进行设计，则很难投入实际应用。表8.1给出了全波谐振开关的适用条件，而半波电路比全波电路的工作条件变化更大。另外，参数限制中忽略了谐振电路的内阻和器件的正向压降等因素。
表8.1 全波谐振开关的适用条件
如表8.1所示，电流谐振开关在无负载的情况下也可以工作，控制容易，但是由于损失了贮藏在开关器件电极间电容的能量，所以不适于高频工作。针对这种情况，电压谐振开关存在负载电流范围的限制，控制也相对困难，但是，由于开关器件电极间的电容是并联电容的一部分，并不产生损耗，所以也可以工作在高频领域。