6.3.1 复合整流电路Ⅰ：功率因数校正变换器
通过降低电源谐波来达到消除EMC限制的目的，大容量装置中采取多重化的手法，家庭用小容量装置等也有必要考虑EMC限制的应对方案。解决问题的手法之一是用整流电路和升压斩波器组成复合整流电路，如图6.31所示，利用PWM控制的斩波器，使输入电流大体上为正弦波形。这种方法除了能够降低谐波，也可以改善输入功率因数，在限定的范围内还有调整直流链接电压Ed等优点。SDA-7和SDA-2两者合并称为功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）整流电路或者PFC变换器。
图6.31 基于升压斩波器的复合整流电路——PFC变换器[19]
对PFC变换器的控制提出了很多方法，从升压斩波器的原理出发，必须设定中间点链接电容器C1+C2的电压值Ed比交流电源的幅值Em略高一些，本书的例题中被设定为1.2～2倍。另外，铝电解电容C1无法完全应对下级SDA-5的脉冲电流，所以将谐波特性良好的薄膜电容C2作为辅助电容进行并联连接，两者合并起来起到链接两侧变换器的作用，称之为直流链接电容器，它的端电压Ed被称为直流链接电压。
这里对基于三角波比较法的控制进行说明。基本认为将输入电流iac控制为大体上与电源电压eac同相位的正弦波方案最佳，关于这种方案，下面按照顺序进行说明。为了保持链接电压为一定值，需要输入和输出间保持平衡，检测负载电动机的运转情况并将其作为控制信息，假定链接电压为Ed、负载电流为Id时，输入电流iac的幅值应为
（功率因数为1），这是电流控制的基准。
其次，假定理想工作状态下的二极管桥式整流电路SDA-7总是处于电流流动的导通状态，则SDA-7的输出电压用电源电压相量
（实际是图6.33a所示的整流半波波形eac）表示。另一方面，若SDA-2的开关器件端电压edc也同样用相量
（同图6.33a中的半波波形ed∗c）表示，则两者和持流电抗器L一起构成图6.32a所示的电路示意图。若电流相量I·ac被控制为保持所需幅值且功率因数为1，则示意电路中的各物理量间有如图6.32b所示的相量关系。基于此可得式（6.24）的关系，即可得
的给定幅值和相位角。以
为基础，计算给定的调制电压值e∗dc来实现对开关器件的PWM控制，将这个调制电压值和三角载波进行比较，形成开关器件的控制信号。
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图6.32 复合整流电路的输入端等效电路及其电压电流相量图
B1-B2端子之后都是半波整流波形间的相关关系，图6.33a所示为电源电压eac和e∗dc（产生开关器件PWM控制命令信号的调制波形），但是，后者由于相位偏差的关系，并不是完整的半波。
根据以上说明，如果控制开关器件进行PWM动作，使其端子电压的平均值像e∗dc一样，则可得目标电流（基准电流）。图6.33a所示为基于仿真的PWM控制实现的例子，图6.33b所示为基准电流和仿真电流i∗dc。在半个周期的初期部分被要求负的ed∗c值，这是不可能的，保持开关器件处于导通状态，等待电流i∗dc上升，从i∗dc超过基准值时刻后才开始使开关器件由导通状态转为PWM控制状态。PWM控制根据三角波比较法，将e∗dc和以Ed（这种情况下为200V）为顶点的三角波进行比较来产生开关器件的控制信号，从而控制开关器件。另外，edc是开关器件的端电压。
图6.33b所示为半个仿真周期的电流波形，另外半个周期部分没有显示，若在每半个周期反复进行相同的动作，则可得连续的电流波形[20]。于是A1-A2端子的输入电流变为功率因数为1，且接近正弦波形的电流，达到了PFC变换器的目的。
图6.33 PFC变换器的仿真波形
例6.5
电源电压为100V/50Hz，链接电容器电压为200V，持流电抗器的电感值为10mH，连接50Ω负载电阻时，实现PFC变换器的仿真。
解 以开关频率为5kHz，计算时间步长为2μs进行仿真的结果如图6.33所示。负载电压固定在200V，检测直流侧输出电流idc的同时，计算基准电流进行控制，很明显仿真得到的实际电流基本可以跟踪上基准电流。同时，输入电流iac基本为正弦波形，输入功率因数也大体为1。