5.1.2 等价电源
以家庭的太阳能发电逆变器为例，图5.4a所示为单相商用电源并网逆变器（详细的应用举例在4.7节），前提条件是滤除谐波成分，其输出直接连接商用电源。由于输出电压由外部的商用电源提供，所以输出的正弦电流与电网电压配合来实现单位功率因数。此时，关于上述逆变器等价电源的考虑方法将在下面进行讨论。
1.电压型逆变器
对于图5.4a所示的逆变电路，选择图5.4b和c所示的两种等价电源都是可行的。图5.4b考虑将ab端子间的电压eab作为等价电压源VRS的情况，产生这样VRS的SDA-4被称为电压型逆变器。但是在实用的场合，为了形成完整的复合型功率变换器，必须在外部连接处加入持流电抗器。
图5.4 并网单相逆变器的构成及其等效电源表示
2.电流控制逆变器
对于本例中装置的情况，最好采用输出交流电流与负载端电压相位一致的单位功率因数控制方法，但是作为VRS，这样的控制会有意外的麻烦。与之相比，设计为由电流控制环路构成的等价电流源CRS是更为简单且实用的方法，如图5.4c所示。将含有持流电抗器的这种变换电路称为电流控制逆变器，将在5.3.2节进行详细叙述。
另外，在输入侧端子A1-A2上有脉冲电流流动，于是变为了直流电流源负载，根据所连接的电源类型，有必要并联连接用于吸收脉冲电流的辅助电容器。
综上所述，由于本文中说明的单相逆变器采用PWM调制可以自由控制输出电压，所以很明显这是VVVF逆变器（见图5.2）。将其应用于实际时，有时会变为变流恒频（Variable Current Constant Frequency，VCCF）逆变器（见图5.4c），有时也会变为VVCF逆变器（见图5.4b）。
例5.1
假设调制波频率为50Hz，载波频率为900Hz，正弦波调制度幅值为0.8，当直流电源电压为280V时，求单相PWM输出波形，并且试求谐波频谱，其中，幅值分辨率为1%。
解 图5.2所示为这个计算波形的举例。利用Excel先将幅值为±1的900Hz三角波进行18工频周期等分。为了获得所规定的分辨率，从+1开始按照0.01刻度逐步减小到-1，达到200步时再转为逐步上升，因此，1个步长相当于50×18×400分之一秒。同时，产生1个周期内由18×400步长组成的振幅为0.8的正负两相正弦波作为50Hz调制波。利用Excel的IF函数对三角波和调制波进行比较，若大于调制波，则为1，反之则为0，从而构成ea和eb各自的控制波形。对ea和eb做差，若得到的正负幅值都是280V，则这就是所求的理想开关电路的输出线电压eab。另外，对该电压波形进行傅里叶变换，根据相关算式计算各次谐波系数，便可以得到之前图5.3所示关系。(https://www.daowen.com)
例5.2
将图5.1所示的逆变器输出电压施加到L=50mH，R=10Ω的LR负载回路上，求此时的负载电流和直流电源电流。
解 对LR回路的微分方程在微小期间内求取近似方程，若在施加如图5.1所示的输出端子间电压情况时进行电流求取，则可以得到图5.5a所示的电流波形。从输出电压波形的相关性来看，这与普通交流电路中的电压和电流关系完全一致。另外，对于电压波形而言，由于不知道其平均值是多少，所以将为了产生控制信号的调制电压作为其电压波形。图中，与开关频率相关的谐波电压成分几乎都被LR回路的滤波作用消除，只有微小的脉动电流成分叠加在基波电流中。
图5.5 单相逆变器的LR回路电流
图5.5b所示为直流电源的电流，由图5.5a和b可知，图5.5a所示的交流电压和电流的波形在相同极性的范围时，图5.5b所示的电流极性为正，但在不同极性的范围时该电流极性变为负。相同极性的范围内从电源向负载提供能量，但在不同极性的范围内则反映了LR回路的无功功率反馈给电源的状态，即电流通过两个反并联二极管从LR回路流回直流电源，返回了能量，这种场合中由于二极管的功能是反馈无功功率，所以称呼这些二极管为反馈二极管。
例5.3
将图5.1所示的逆变器输出电压施加到C=200μF，R=10Ω的CR串联电路上，求此时的负载电流和直流电源电流。
解 采用与前例相同的方法计算输出电流，该电流波形如图5.6a所示。在载波的各个周期内CR回路进行循环充放电，由于原理上直流电流并不流过电容，为了使相对于载波频率的电流平均值基本为零，所以电流波形偏向负侧，电流平均值不再是正弦波。
另一方面，图5.6b所示的电源电流波形与图5.5b所示的LR回路的电流完全不同，此时无功功率的概念不成立，也丧失了与交流电路的相关性，这是在环路切换型功率变换中缺少必需的持流电抗器的缘故，意味着功率变换的动作不能正确执行，由此功率变换中持流电抗器的重要性可见一斑。
图5.6 单相逆变器的CR回路电流